探究可靠性最高的LED路灯电源设计
中心议题： 探究可靠性最高的LED路灯电源设计 对比几种方式的LED电源设计方案解决方案： 采用恒压电源 选择常规36V工业级恒压电源
一台LED路灯，点亮40颗1W的LED，就拿这个做比例，例出几种方案，以比较优势。
第一种方式，
非隔离降压驱动，一串恒流，此种方式最大的好处是效率最高，40颗串起来，350MA恒流，但可靠性就不怎样，因为非隔离电路都有这种弱点，虽然效率高，效率高的原因也是因为电网中很大一部分能量是直接加在LED上，而电源的作用，只是将一部分能量暂时储存，然后适当的时候再释放，所以电网中的干扰什么的，很容易加在LED上，而LED是一种非线性的负载，当电流稳定的时候，电压是在一定值上，这个电压一般是3。3V左右，当电网里有一个瞬间高压过来时，一般该叫它浪涌电压时，因为LED负载是串在300V滤波电解之中的，所以过来的高压会直接加到LED两端，此时因为LED的这种特性，瞬间会有很大的电流流过，相当于短路了一样，瞬间就会击坏恒流电源的检测部分，甚至恒流源的芯片。所以现在降压电路很多都会击坏开关管，尤其是用9910的，很多人都说，实际上，降压电源驱动LED都有这样的缺限，所以非隔离电路，虽然效率高，成本低，但也只能用于便宜的场合，那种消费品场合，能承担的了坏的风险的场合。所以这种方式虽然效率最高，但是绝对是第一个被PASS的。
第二种，
隔离方式的，高压恒流源，此种方式稍好，但效率会低于非隔离的，不过最主要一点，还是输出电压过高，电压太高了，问题总有一点，象电源这部分，短路就很容易炸坏，而且其抗输入浪涌性能，相对也还是要差一些。事实证明，高压输出的LED驱动电源，却实没有低压输出的LED电源的可靠性要高，但低压输出的LED电源，虽然可靠性上去了，但效率就下来了。可靠性和效率是矛盾的，只能选择一个平衡点。
正因为高压的不行，所以就想到了低压的，但低压的就必段分路数，于是就有了第三种，先恒压，再分路恒流，此种的可靠性当然是比上两种要好，但效率当然更低。不过路灯的风险太大，首先当然还是可靠性得高，效率其次一点就好。
但事实上，这种方式并不是最好，完全有画蛇添足之嫌。错就错在后级还要恒流上面。就比如，这四十颗LED，你想怎么搞呢，先把电压降到50V，然后再做四路恒流流，每路十颗。增加成本我们先不说，抛开，就先讲效率，一般DC/DC，350MA的，也就90%，对吧，如果用一个恒压电源，十颗电压也就约33V，然后再搞一个5R的电阻，电压值不过就是2V不到，精确的设定电压，让电流达到350MA左右，这样，效率不会比那样DC/DC低吧。再讲可靠性，一个电阻，只要功率够大，绝对比你那一个电路的可靠性高的多吧。还有，LED驱动电路，最怕输入级的浪涌电压，直接加进一个电阻，对抑止浪涌是有好处的，否则浪涌传导到DC恒流部分，损坏DC部分的可能性也会加大。其实，先恒压，后恒流，分成几串，根本没什么必要，不如直接恒压，电阻限流，更方便，效率也不会低，更可靠。
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00总结：
上面那些，只是从原理论述，再看一下，现在电源的实际情况。这个基本不用讲，也就是因为LED，所以很多人开始研究，制作恒流电源，但总的说来，现在这些恒流源，无论是非隔离的，隔离的，高压的，还是低压的，其技术成熟度，还是应用经验的丰富上，都远远比不上恒压电源。尤其是常规的恒压电源中，要可靠性高，你完全可以去选用那些工业电源，就用36V工业级电源，拣那好牌子的用，就用名纬的或是什么的，要想找认证，什么认证的都有，UL的都有。你现在看到的恒流电源，哪个有什么认证的?这一点是非常重要的，常规恒压电源成熟，恒流电源不成熟。
所以，无论从原理上分析，还是实际开关电源行业的现状来讲，兼顾可靠性和效率，可以说，可靠性最好，实际可行性最高，最好的的LED路灯驱动电源就是: 常规36V工业级恒压电源!
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反激电源及变压器设计
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中心议题：
反激电源及变压器设计解决方案：
buck-boost电路的工作过程 反激flyback电路如何从buck-boost电路演变而来 反激flyback电路的工作过程仿真
每天都会有很多工程师在反激设计过程遇到问题，本文图文并茂的讲述了反激式拓扑结构，清楚而透彻，堪称反激电源及变压器设计宝典，期望给反激电源及变压器设计工程师提供指导。
纵观电源市场，没有哪一个拓扑能像反激电路那么普及，可见反激电源在电源设计中具有不可替代的地位。说句不算夸张的话，把反激电源设计彻底搞透了，哪怕其他的拓扑一点不懂，在职场上找个月薪10K的工作也不是什么难事。
1、反激电路是由buck-boost拓扑演变而来，先分析一下buck-boost电路的工作过程。
工作时序说明：
t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下线性上升。
t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。并在C1两端电压作用下，电流下降。
t2时刻，Q1开通，开始一个新的周期。
从上面的波形图中，我们可以看到，在整个工作周期中，电感L1的电流都没有到零。所以，这个工作模式是电流连续的CCM模式，又叫做能量不完全转移模式。因为电感中的储能没有完全释放。
从工作过程我们也可以知道，这个拓扑能量传递的方式是，在MOS管开通时，向电感中储存能量，MOS管关断时，电感向输出电容释放能量。MOS管不直接向负载传递能量。整个能量传递过程是先储存再释放的过程。整个电路的输出能力，取决于电感的储存能力。我们还要注意到，根据电流流动的方向，可以判断出，在输入输出共地的情况下，输出的电压是负电压。
MOS管开通时，电感L1承受的是输入电压，MOS关断时，电感L1承受的是输出电压。那么，在稳态时，电路要保证电感不进入饱和，必定要保证电感承受的正向和反向的伏秒积的平衡。那么：
Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整个工作周期为T，占空比为D，那么就是：Vin×D=Vout×(1-D)
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00那么输出电压和占空比的关系就是：Vout=Vin×D/(1-D)
同时，我们注意看MOS管和二极管D1的电压应力，都是Vin+Vout
另外，因为是CCM模式，所以从电流波形上可以看出来，二极管存在反向恢复问题。MOS开通时有电流尖峰。
上面的工作模式是电流连续的CCM模式。在原图的基础上，把电感量降低为80uH，其他参数不变，仿真看稳态的波形如下：
t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下从0开始线性上升。
t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。并在C1两端电压作用下，电流下降。
t2时刻，电感电流和二极管电流降到零。D1截止，MOS的结电容和电感开始发生谐振。所以可以看见MOS的Vds电压出现周期性的振荡。
t3时刻，Q1再次开通，进入一个新的周期。
在这个工作模式中，因为电感电流会到零，所以是电流不连续的DCM模式。有叫做能量完全转移模式，因为电感中储存的能量完全转移到了输出端。而二极管因为也工作在DCM状态，所以没有反向恢复的问题。 但是我们应该注意到，DCM模式的二极管、电感和MOS漏极的峰值电流是大于上面的CCM模式的。
需要注意的是在DCM下的伏秒积的平衡是：
Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)
只是个波形的正反问题。就好象示波器的探头和夹子如果反过来，那么波形就倒过来。
你注意看图的右边，看波形具体的定义是什么。有的波形是两个点相减出来的。
看波形图也要配合这原理图来看的。
当MOS开通的时候，二极管D1承受着反压，是一个负的电压。MOS关断的时候，二极管导通，正向压降很低二极管的反向恢复，和其工作时PN结的载流子的运动有关系。DCM时，因为二极管已经没有电流流过了，内部载流子已经完成了复合过程。所以不存在反向回复问题。会有一点点反向电流，不过那是结电容造成的。
在CCM和DCM模式有个过渡的状态，叫CRM，就是临界模式。这个模式就是电感电流刚好降到零的时候，MOS开通。这个方式就是DCM向CCM过渡的临界模式。CCM在轻载的时候，会进入DCM模式的。CRM模式可以避免二极管的反向恢复问题。同时也能避免深度DCM时，电流峰值很大的缺点。要保持电路一直工作在CRM模式，需要用变频的控制方式。
我还注意到，在DCM模式，电感电流降到零以后，电感会和MOS的结电容谐振，给MOS结电容放电。那么，是不是可以有种工作方式是当MOS结电容放电到最低点的时候，MOS开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS开通的损耗了。答案是肯定的。这种方式就叫做准谐振，QR方式。也是需要变频控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。
2、那么我们常说，反激flyback电路是从buck-boost电路演变而来，究竟是如何从buck-boost拓扑演变出反激flyback拓扑的呢？
请看下面的图：
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00这是基本的buck-boost拓扑结构。下面我们把MOS管和二极管的位置改变一下，都挪到下面来。变成如下的电路结构。这个电路和上面的电路是完全等效的。
接下来，我们把这个电路，从A、B两点断开，然后在断开的地方接入一个变压器，得到下图：
为什么变压器要接在这个地方？因为buck-boost电路中，电感上承受的双向伏秒积是相等的，不会导致变压器累积偏磁。我们注意到，变压器的初级和基本拓扑中的电感是并联关系，那么可以将变压器的励磁电感和这个电感合二为一。另外，把变压器次级输出调整一下，以适应阅读习惯。得到下图：
这就是最典型的隔离flyback电路了。由于变压器的工作过程是先储存能量后释放，而不是仅仅担负传递能量的角色。故而这个变压器的本质是个耦合电感。采用这个耦合电感来传递能量，不仅可以实现输入与输出的隔离，同时也实现了电压的变换，而不是仅仅靠占空比来调节电压。
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由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。
下面先让我们仿真一下反激flyback电路的工作过程。
在使用耦合电感仿真的时候，我们需要知道saber中，耦合电感怎么用。简单的办法，就是选择一个理想的线性变压器，然后设置其电感量来仿真。还有一个办法，就是利用耦合电感K这个模型来仿真。下图是我们用来仿真的电路图，为了让大家能看到元件参数的设置，我把所有元件的关键参数都显示出来了。还有，因为仿真的需要，我把输入和输出共地，实际电路当然是隔离的。
细心的朋友可能会注意到，变压器的初级电感量是202uH，参与耦合的却只有200uH，那么有2uH是漏感。次级是50uH，没有漏感。变压器的电感比是200：50，那么意味着变压器的匝比NP/NS=2：1设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：
下面先简单叙述其工作原理：
t0时刻，MOS开通。变压器初级电流在输入电压的作用下，线性上升，上升速率为Vin/l1。变压器初级电压感应到次级，整流二极管反向截止。二极管承受反压为Vin/(NP/NS)+Vout。
t1时刻，MOS关断。 变压器初级电流被强制关断。我们知道电感电流是不能突变的，而现在MOS要强制关断初级电流，那么初级电感就会在MOS关断过程中，在初级侧产生一个感应电动势。根据电磁感应定律，我们知道，这个感应电动势在原理图中是下正上负的。这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级，由于次级的同名端和初级是反的。所以次级的感应电动势是上正下负。当次级的感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通。初级电感在MOS开通时储存的能量，通过磁芯耦合到次级电感，然后通过次级线圈释放到次级输出电容中。在向输出电容中转移能量的过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压Vout，那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例关系，所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/(NS/NP)，这里为了简化分析，我们忽略了二极管的正向导通压降。
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00现在我们引入一个非常重要的概念，反射电压Vf。反射电压Vf就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组的匝数比关系反射到初级侧绕组的电压，数值为:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二极管的正向导通压降。在本例中，Vout约为20V，Vd约为1V，NP/NS=2，那么反射电压约为42V。从波形图上可以证实这一点。那么我们从原理图上可以知道，此时MOS的承受的电压为Vin+Vf。
也有朋友注意到了，在MOS关断的时候，Vds的波形显示，MOS上的电压远超过Vin+Vf！这是怎么回事呢？这是因为，我们的这个例子中，变压器的初级有漏感。漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。那么MOS关断过程中，漏感电流也是不能突变的。漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOS被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R消耗掉。当然，这个R不仅消耗漏感能量。因为在MOS关断时，所有绕组都共享磁芯中储存的能量。其实，留意看看，初级配上RCD吸收电路，和次级整流滤波后带一个电阻负载，电路结构完全是相同的。故而初级侧这时候也像一个输出绕组似的，只不过输出的电压是Vf，那么Vf也会在RCD吸收回路的R上产生功率。因此，初级侧的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗过多的能量而降低效率。t3时刻，MOS再次开通，开始下一个周期。那么现在有一个问题。在一个工组周期中，我们看到，初级电感电流随着MOS的关断是被强制关断的。在MOS关断期间，初级电感电流为0，电流是不连续的。那么，是不是我们的这个电路是工作在 DCM状态的呢？
在flyback电路中，CCM和DCM的判断，不是按照初级电流是否连续来判断的。而是根据初、次级的电流合成来判断的。只要初、次级电流不同是为零，就是CCM模式。而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。介于二者之间的就是CRM过渡模式。
所以根据这个我们从波形图中可以看到，当MOS开通时，次级电流还没有降到零。而MOS开通时，初级电流并不是从零开始上升，故而，这个例子中的电路是工作在CCM模式的。我们说过，CCM模式是能量不完全转移的。也就是说，储存在磁芯中的能量是没有完全释放的。但进入稳态后，每周期MOS开通时新增储存能量是完全释放到次级的。否则磁芯会饱和的。
在上面的电路中，如果我们增大输出负载的阻值，降低输出电流，可以是电路工作模式进入到DCM状态。为了使输出电压保持不变，MOS的驱动占空比要降低一点。其他参数保持不变。
同样，设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：
t0时刻，MOS开通，初级电流线性上升。
t1时刻，MOS关断，初级感应电动势耦合到次级向输出电容转移能量。漏感在MOS上产生电压尖峰。输出电压通过绕组耦合，按照匝比关系反射到初级。这些和CCM模式时是一样的。这一状态维持到t2时刻结束。
t2时刻，次级二极管电流，也就是次级电感电流降到了零。这意味着磁芯中的能量已经完全释放了。那么因为二管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。由于此时MOS的Vds电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振。谐振电流给MOS 的结电容放电。Vds电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。由于RCD箝位电路的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小。
t2到t3时刻，变压器是不向输出电容输送能量的。输出完全靠输出的储能电容来维持。
t3时刻，MOS再次开通，由于这之前磁芯能量已经完全释放，电感电流为零。所以初级的电流是从零开始上升的。
从CCM模式和DCM模式的波形中我们可以看到二者波形的区别：
1，变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。
2，次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。
3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一个周期开通前，Vds一直维持在Vin+Vf的平台上。而DCM模式，在下一个周期开通前，Vds会从 Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡。
所以，只要有示波器，我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在 CCM还是DCM状态。
另外，从DCM的工作波形上，我们也可以得到一些有意义的提示。
例如，假如我们控制使次级绕组电流降到零的瞬间，开通MOS进入下一个周期。这样可以有效利用占空比，降低初级电流峰值和RMS值。
这种工作方式就是叫做CRM方式。可以用变频带电流过零检测的IC来控制。例如L6561MC34262等。
还有一种方式，就是次级电流过零后，MOS结电容和初级电感谐振放电，我们假如让MOS在Vds降到最低点的时候开通，那么可以有效降低容性开通造成的能量损失。这种就是前面提到过的QR准谐振模式。这样的控制IC现在也有很多。
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14W高效率LED驱动器电源设计
中心议题： 讨论14W高效率LED驱动器电源设计解决方案 LED阵列和外壳应与用户安全地隔离开
一、设计特色
1、作环境温度高(75度)
2、高能效
3、合EU CoC/CEC 2008/能源之星2.0要求，带载模式效率高（可达86%，要求为79.6%）；在265 VAC输入时的空载输入功率< 250 mW，要求为300 mW
4、滞过热关断保护
5、载断开保护
6、足EN55015B传导EMI限制，EMI裕量>8 dB微伏
二、工作原理
图1所示为一个典型的20 V、14 W恒压(CV)、恒流(CV)输出的电源电路。LED阵列的光输出量与所流经的电流量成正比。因此，LED驱动器应具有恒流输出，而不是恒压输出。在本设计中，DC输出未与AC输入隔离，因而LED阵列和外壳应与用户安全地隔离开来。
AC输入由BR1、C1和C2进行整流和滤波。电感L1与C1和C2一起构成一个π形滤波器，并提供EMI滤波。保险丝F1在发生严重故障时提供保护。为使电源在空载下正常工作而不受损坏，使用齐纳二极管VR2进行恒压调整并使电压保持在约21 V。
通过检测电流检测电阻R7上的压降来实现恒流特性。并联稳压器IC U3与R9、R8和R8A一起来在运算放大器U2的反向输入端生成0.07 V的精确电压参考。达到设定电流时，R7上的电压将超过参考电压，这样会使运算放大器的输出增大。此时会正向偏置D4，驱动Q1的基极，进而将电流从U1的EN/UV引脚拉出。电容C7和电阻R11提供环路补偿。使用运算放大器的限流方式使电流采样电压最小化，从而降低了损耗，使效率最高。
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10只要EN/UV引脚拉出的电流超过115 μA，U1中的MOSFET都会以逐周期的方式被禁止（开/关控制）。通过调整使能与禁止开关周期的比例，反馈环路可以调节输出电压或电流。开/关控制方式同时优化了不同负载情况下的转换器效率，使之符合能效标准。
由于环境温度高，U1将在降低的电流限流点模式下进行工作。这样可以提高电源的整体效率并改善其散热性能。初级箝位（D1、VR1、C3及R3）将最大峰值漏极电压控制在内部
MOSFET的700 V BVDSS击穿电压之下。电阻R23减小高频漏感振荡，从而降低EMI。次级侧的输出通过二极管D2、D3和C6进行整流和滤波。
三、设计要点
1、要选择快速二极管而不能选择超快二极管，通过恢复部分漏感能量来提高效率。
2、容C3用于改善EMI性能。
3、择电阻R10，用于在最低输出电压为6 V时向U3提供1 mA的供电电流。
4、U1可选电流限流点允许对电流限流点和器件大小进行优化选择，以适应环境温度。例如，为了降低耗散，可以通过将C3从1μF更改为0.1 μF来在相同设计中使用TNY280GN器件。或者，在散热性能较高的环境中，可以通过将C3从1μF更改为10μF来使用TNY278GN器件。
5、源在LED灯串电压介于6 V至20 V之间时均可正确工作。但由于输出电流恒定不变，灯串电压越低，输出功率就越低。
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中心议题： 讨论14W高效率LED驱动器电源设计解决方案 LED阵列和外壳应与用户安全地隔离开
一、设计特色
1、作环境温度高(75度)
2、高能效
3、合EU CoC/CEC 2008/能源之星2.0要求，带载模式效率高（可达86%，要求为79.6%）；在265 VAC输入时的空载输入功率< 250 mW，要求为300 mW
4、滞过热关断保护
5、载断开保护
6、足EN55015B传导EMI限制，EMI裕量>8 dB微伏
二、工作原理
图1所示为一个典型的20 V、14 W恒压(CV)、恒流(CV)输出的电源电路。LED阵列的光输出量与所流经的电流量成正比。因此，LED驱动器应具有恒流输出，而不是恒压输出。在本设计中，DC输出未与AC输入隔离，因而LED阵列和外壳应与用户安全地隔离开来。
AC输入由BR1、C1和C2进行整流和滤波。电感L1与C1和C2一起构成一个π形滤波器，并提供EMI滤波。保险丝F1在发生严重故障时提供保护。为使电源在空载下正常工作而不受损坏，使用齐纳二极管VR2进行恒压调整并使电压保持在约21 V。通过检测电流检测电阻R7上的压降来实现恒流特性。并联稳压器IC U3与R9、R8和R8A一起来在运算放大器U2的反向输入端生成0.07 V的精确电压参考。达到设定电流时，R7上的电压将超过参考电压，这样会使运算放大器的输出增大。此时会正向偏置D4，驱动Q1的基极，进而将电流从U1的EN/UV引脚拉出。电容C7和电阻R11提供环路补偿。使用运算放大器的限流方式使电流采样电压最小化，从而降低了损耗，使效率最高。
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10只要EN/UV引脚拉出的电流超过115 μA，U1中的MOSFET都会以逐周期的方式被禁止（开/关控制）。通过调整使能与禁止开关周期的比例，反馈环路可以调节输出电压或电流。开/关控制方式同时优化了不同负载情况下的转换器效率，使之符合能效标准。
由于环境温度高，U1将在降低的电流限流点模式下进行工作。这样可以提高电源的整体效率并改善其散热性能。初级箝位（D1、VR1、C3及R3）将最大峰值漏极电压控制在内部
MOSFET的700 V BVDSS击穿电压之下。电阻R23减小高频漏感振荡，从而降低EMI。次级侧的输出通过二极管D2、D3和C6进行整流和滤波。
三、设计要点
1、要选择快速二极管而不能选择超快二极管，通过恢复部分漏感能量来提高效率。
2、容C3用于改善EMI性能。
3、择电阻R10，用于在最低输出电压为6 V时向U3提供1 mA的供电电流。
4、U1可选电流限流点允许对电流限流点和器件大小进行优化选择，以适应环境温度。例如，为了降低耗散，可以通过将C3从1μF更改为0.1 μF来在相同设计中使用TNY280GN器件。或者，在散热性能较高的环境中，可以通过将C3从1μF更改为10μF来使用TNY278GN器件。
5、源在LED灯串电压介于6 V至20 V之间时均可正确工作。但由于输出电流恒定不变，灯串电压越低，输出功率就越低。
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PLL的电源管理设计
中心议题： VCO和VCO推压 电源调制的频谱分析仪曲线图
LDO滤波
电荷泵和滤波器
锁相环（PLL）是现代通信系统的基本构建模块PLLs通常用在无线电接收机或发射机中，主要提供"本振"（LO）功能；也可用于时钟信号分配和降噪，而且越来越多地用作高采样速率模数或数模转换的时钟源。由于每一代PLL的噪声性能都在改善，因此电源噪声的影响变得越来越明显，某些情况下甚至可限制噪声性能。本文讨论图1所示的基本PLL方案，并考察每个构建模块的电源管理要求。
VCO和VCO推压
电压控制振荡器将来自鉴相器的误差电压转换成输出频率。器件"增益"定义为KVCO,通常以MHz/V表示。电压控制可变电容二极管（变容二极管） 常用于调节VCO内的频率。VCO的增益通常足以提供充分的频率覆盖范围，但仍不足以降低相位噪声，因为任何变容二极管噪声都会被放大KVCO倍，进而增加输出相位噪声。
多频段集成VCO的出现，例如用于频率合成器ADF4350的集成VCO,可避免在KVCO与频率覆盖范围间进行取舍，使PLL设计人员可以使用包含数个中等增益VCO的IC以及智能频段切换程序，根据已编程的输出频率选择适当的频段。这种频段分割提供了宽广的总体范围和较低噪声。
除了需要从输入电压变化转换至输出频率变化（KVCO）外，电源波动也会给输出频率变化带来干扰成分。VCO对电源波动的灵敏度定义为VCO 推压（Kpushing），通常是所需KVCO.的一小部分。例如，Kpushing通常是KVCO的5%至20%.因此，对于高增益VCO,推压效应增大，VCO电源的噪声贡献就更加举足轻重。
VCO推压的测量方法如下：向VTUNE引脚施加直流调谐电压，改变电源电压并测量频率变化。推压系数是频率变化与电压变化之比，如表1所示，使用的是ADF4350 PLL.
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00另一种方法：将低频方波直流耦合至电源内，同时观察VCO频谱任一侧上的频移键控 （FSK）调制峰值（图2）。峰值间频率偏差除以方波幅度，便得出VCO推压系数。该测量方法比静态直流测试更精确，因为消除了与直流输入电压变化相关的任何热效应。图2显示ADF4350 VCO输出在3.3 GHz、对标称3.3 V电源施加10 kHz、0.6 V p-p方波时的频谱分析仪曲线图。对于1.62 MHz/0.6 V或2.7 MHz/V的推压系数，最终偏差为3326.51 MHz – 3324.89 MHz = 1.62 MHz.该结果可与表1中的静态测量 2.3 MHz/V比较。
在PLL系统中，较高的VCO推压意味着VCO电源噪声的增加倍数更大。为尽可能降低对VCO相位噪声的影响，需要低噪声电源。
ADP3334调节器的集成均方根噪声为27 μV（40多年来，从10 Hz至100 kHz）。该结果可与ADF4350评估板上使用的LDO ADP150的9 μV比较。图3中可以看出已测量PLL相位噪声频谱密度的差异。测量使用4.4 GHz VCO频率进行，其中VCO推压为最大值（表1），因此属于最差情况结果。ADP150调节器噪声足够低，因此对 VCO噪声的贡献可以忽略不计，使用两节（假定"无噪声"）AA电池重复测量可确认这一点。
与VCO噪声类似，LDO的相位噪声贡献可以看成加性成分LDO（t）， 如图4所示。再次使用VCO超额相位表达式得到：
或者在频域中为：
其中vLDO（f）是LDO的电压噪声频谱密度。
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001 Hz带宽内的单边带电源频谱密度SΦ（f）由下式得出：
以dB表示时，用于计算电源噪声引起的相位噪声贡献的公式如下：
其中 L（LDO）是失调为f时，调节器对VCO相位噪声（以dBc/Hz表示）的噪声贡献； f; Kpushing是VCO推压系数，以Hz/V表示；vLDO（f）是给定频率偏移下的噪声频谱密度，以V/√Hz表示。
求解vLDO（f），
在100 kHz偏移下，vLDO（f） = 11.2 nV/√
给定偏移下的LDO噪声频谱密度通常可通过LDO数据手册的典型性能曲线读取。
当VCO连接在负反馈PLL内时，LDO噪声以类似于VCO噪声的方式通过PLL环路滤波器进行高通滤波。因此，上述公式仅适用于大于PLL环路带宽的频率偏移。在PLL环路带宽内，PLL可成功跟踪并滤 LDO噪声，从而降低其噪声贡献。
LDO滤波
要改善LDO噪声，通常有两种选择：使用具有更少噪声的LDO,或者对LDO输出进行后置滤波。当无滤波器的噪声要求超过经济型LDO的能力时，滤波选项可能是不错的选择。简单的LC π 滤波器通常足以将带外LDO噪声降低20 dB（图5）。
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00电荷泵和滤波器
电荷泵将鉴相器误差电压转换为电流脉冲，并通过PLL环路滤波器进行积分和平滑处理。电荷泵通常可在最多低于其电源电压（VP）0.5 V的电压下工作。例如，如果最大电荷泵电源为5.5 V,那么电荷泵只能在最高5 V输出电压下工作。如果VCO需要更高的调谐电压，则通常需要有源滤波器。有关实际PLL的有用信息和参考设计，请参见电路笔记CN-0174,5,处理高压的方式请参见利用高压VCO设计高性能锁相环，"6该文章发表于模拟对话第43卷第4期（2009）。有源滤波器的替代方案是使用PLL和针对更高电压设计的电荷泵，例如ADF4150HV ADF4150HV可使用高达30 V的电荷泵电压工作，从而在许多情况中省去了有源滤波器。
电荷泵的低功耗使其看似颇具吸引力，可使用升压转换器从较低的电源电压产生高电荷泵电压，然而与此类DC-DC转换器相关的开关频率纹波可能在VCO的输出端产生干扰杂散音。高PLL杂散可能造成发射机发射屏蔽测试失败，或者降低接收机系统内的灵敏度和带外阻塞性能。为帮助指导转换器纹波的规格，使用图6的测量设置针对各种PLL环路带宽获得全面电源抑制曲线图与频率的关系。
1.3 MHz时， ADP1613就是一款合适的升压转换器。如果将PLL环路带宽设置为10 kHz,PSR可能达到大约90 dB;环路带宽为80 kHz时，PSR为50 dB.首先解决PLL杂散水平要求后，可以回头决定升压转换器输出所需的纹波电平。例如，如果PLL需要小于–80 dBm的杂散，且PSR为50 dB,则电荷泵电源输入端的纹波功率需小–30 dBm,即20 mV p-p.如果在电荷泵电源引脚附近放置足够的去耦电容，上述水平的纹波电压可使用纹波滤波器轻松实现。例如，100 nF去耦电容在1.3MHz时可提供20 dB以上的纹波衰减。应小心使用具有适当电压额定值的电容；例如，如果升压转换器产生18 V电源，应使用具有20V或更高额定值的电容。
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00使用基于Excel的设计工具ADP161x.可以简化升压转换器和纹波滤波器的设计。图8显示用于5 V输入至20 V输出设计的用户输入。为将转换器级输出端的电压纹波降至最低，该设计选择噪声滤波器选项，并将VOUT纹波场设定为最小值。高压电荷泵的功耗为2 mA（最大值），因此OUT 为10 mA以提供裕量。该设计使用20 kHz的PLL环路带宽，通过ADF4150HV评估板进行测试。根据图7,可能获得约70dB的PSR.由于PSR极佳，此设置未在VCO输出端呈现明显的开关杂散（< –110 dBm），即使是在省去噪声滤波器时。
结束语
以上已讨论主要PLL模块的电源管理要求，并针对VCO和电荷泵电源推算出规格。了解电源噪声和纹波对PLL性能的影响后，设计人员可以回头推算电源管理模块的规格，进而实现性能最佳的PLL设计。
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00
中心议题： VCO和VCO推压 电源调制的频谱分析仪曲线图
LDO滤波
电荷泵和滤波器
锁相环（PLL）是现代通信系统的基本构建模块PLLs通常用在无线电接收机或发射机中，主要提供"本振"（LO）功能；也可用于时钟信号分配和降噪，而且越来越多地用作高采样速率模数或数模转换的时钟源。由于每一代PLL的噪声性能都在改善，因此电源噪声的影响变得越来越明显，某些情况下甚至可限制噪声性能。本文讨论图1所示的基本PLL方案，并考察每个构建模块的电源管理要求。
图1.显示各种电源管理要求的基本锁相环
VCO和VCO推压
电压控制振荡器将来自鉴相器的误差电压转换成输出频率。器件"增益"定义为KVCO,通常以MHz/V表示。电压控制可变电容二极管（变容二极管） 常用于调节VCO内的频率。VCO的增益通常足以提供充分的频率覆盖范围，但仍不足以降低相位噪声，因为任何变容二极管噪声都会被放大KVCO倍，进而增加输出相位噪声。
多频段集成VCO的出现，例如用于频率合成器ADF4350的集成VCO,可避免在KVCO与频率覆盖范围间进行取舍，使PLL设计人员可以使用包含数个中等增益VCO的IC以及智能频段切换程序，根据已编程的输出频率选择适当的频段。这种频段分割提供了宽广的总体范围和较低噪声。
除了需要从输入电压变化转换至输出频率变化（KVCO）外，电源波动也会给输出频率变化带来干扰成分。VCO对电源波动的灵敏度定义为VCO 推压（Kpushing），通常是所需KVCO.的一小部分。例如，Kpushing通常是KVCO的5%至20%.因此，对于高增益VCO,推压效应增大，VCO电源的噪声贡献就更加举足轻重。
VCO推压的测量方法如下：向VTUNE引脚施加直流调谐电压，改变电源电压并测量频率变化。推压系数是频率变化与电压变化之比，如表1所示，使用的是ADF4350 PLL.
表1. ADF4350 VCO推压测
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00另一种方法：将低频方波直流耦合至电源内，同时观察VCO频谱任一侧上的频移键控 （FSK）调制峰值（图2）。峰值间频率偏差除以方波幅度，便得出VCO推压系数。该测量方法比静态直流测试更精确，因为消除了与直流输入电压变化相关的任何热效应。图2显示ADF4350 VCO输出在3.3 GHz、对标称3.3 V电源施加10 kHz、0.6 V p-p方波时的频谱分析仪曲线图。对于1.62 MHz/0.6 V或2.7 MHz/V的推压系数，最终偏差为3326.51 MHz – 3324.89 MHz = 1.62 MHz.该结果可与表1中的静态测量 2.3 MHz/V比较。
图2.ADF4350 VCO通过10kHz、0.6v p-p方波响应
在PLL系统中，较高的VCO推压意味着VCO电源噪声的增加倍数更大。为尽可能降低对VCO相位噪声的影响，需要低噪声电源。
ADP3334调节器的集成均方根噪声为27 μV（40多年来，从10 Hz至100 kHz）。该结果可与ADF4350评估板上使用的LDO ADP150的9 μV比较。图3中可以看出已测量PLL相位噪声频谱密度的差异。测量使用4.4 GHz VCO频率进行，其中VCO推压为最大值（表1），因此属于最差情况结果。ADP150调节器噪声足够低，因此对 VCO噪声的贡献可以忽略不计，使用两节（假定"无噪声"）AA电池重复测量可确认这一点。
图3.使用ADP3334和ADP150LDO对（AA电池）供电时ADF4350在4.4GHz下的相位噪声比较
与VCO噪声类似，LDO的相位噪声贡献可以看成加性成分LDO（t）， 如图4所示。再次使用VCO超额相位表达式得到：
或者在频域中为：
其中vLDO（f）是LDO的电压噪声频谱密度。
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001 Hz带宽内的单边带电源频谱密度SΦ（f）由下式得出：
以dB表示时，用于计算电源噪声引起的相位噪声贡献的公式如下：
其中 L（LDO）是失调为f时，调节器对VCO相位噪声（以dBc/Hz表示）的噪声贡献； f; Kpushing是VCO推压系数，以Hz/V表示；vLDO（f）是给定频率偏移下的噪声频谱密度，以V/√Hz表示。
图4.小信号加性vco电源噪声模型
求解vLDO（f），
在100 kHz偏移下，vLDO（f） = 11.2 nV/√
给定偏移下的LDO噪声频谱密度通常可通过LDO数据手册的典型性能曲线读取。
当VCO连接在负反馈PLL内时，LDO噪声以类似于VCO噪声的方式通过PLL环路滤波器进行高通滤波。因此，上述公式仅适用于大于PLL环路带宽的频率偏移。在PLL环路带宽内，PLL可成功跟踪并滤 LDO噪声，从而降低其噪声贡献。
LDO滤波
要改善LDO噪声，通常有两种选择：使用具有更少噪声的LDO,或者对LDO输出进行后置滤波。当无滤波器的噪声要求超过经济型LDO的能力时，滤波选项可能是不错的选择。简单的LC π 滤波器通常足以将带外LDO噪声降低20 dB（图5）。
图5.用于衰减LDO噪声的LCπ滤波器
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00电荷泵和滤波器
电荷泵将鉴相器误差电压转换为电流脉冲，并通过PLL环路滤波器进行积分和平滑处理。电荷泵通常可在最多低于其电源电压（VP）0.5 V的电压下工作。例如，如果最大电荷泵电源为5.5 V,那么电荷泵只能在最高5 V输出电压下工作。如果VCO需要更高的调谐电压，则通常需要有源滤波器。有关实际PLL的有用信息和参考设计，请参见电路笔记CN-0174,5,处理高压的方式请参见利用高压VCO设计高性能锁相环，"6该文章发表于模拟对话第43卷第4期（2009）。有源滤波器的替代方案是使用PLL和针对更高电压设计的电荷泵，例如ADF4150HV ADF4150HV可使用高达30 V的电荷泵电压工作，从而在许多情况中省去了有源滤波器。
电荷泵的低功耗使其看似颇具吸引力，可使用升压转换器从较低的电源电压产生高电荷泵电压，然而与此类DC-DC转换器相关的开关频率纹波可能在VCO的输出端产生干扰杂散音。高PLL杂散可能造成发射机发射屏蔽测试失败，或者降低接收机系统内的灵敏度和带外阻塞性能。为帮助指导转换器纹波的规格，使用图6的测量设置针对各种PLL环路带宽获得全面电源抑制曲线图与频率的关系。
图6.测量电荷泵电源抑制的设置
图7.ADF4150HF电荷泵电源抑制曲线图
1.3 MHz时， ADP1613就是一款合适的升压转换器。如果将PLL环路带宽设置为10 kHz,PSR可能达到大约90 dB;环路带宽为80 kHz时，PSR为50 dB.首先解决PLL杂散水平要求后，可以回头决定升压转换器输出所需的纹波电平。例如，如果PLL需要小于–80 dBm的杂散，且PSR为50 dB,则电荷泵电源输入端的纹波功率需小–30 dBm,即20 mV p-p.如果在电荷泵电源引脚附近放置足够的去耦电容，上述水平的纹波电压可使用纹波滤波器轻松实现。例如，100 nF去耦电容在1.3MHz时可提供20 dB以上的纹波衰减。应小心使用具有适当电压额定值的电容；例如，如果升压转换器产生18 V电源，应使用具有20V或更高额定值的电容。
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00使用基于Excel的设计工具ADP161x.可以简化升压转换器和纹波滤波器的设计。图8显示用于5 V输入至20 V输出设计的用户输入。为将转换器级输出端的电压纹波降至最低，该设计选择噪声滤波器选项，并将VOUT纹波场设定为最小值。高压电荷泵的功耗为2 mA（最大值），因此OUT 为10 mA以提供裕量。该设计使用20 kHz的PLL环路带宽，通过ADF4150HV评估板进行测试。根据图7,可能获得约70dB的PSR.由于PSR极佳，此设置未在VCO输出端呈现明显的开关杂散（< –110 dBm），即使是在省去噪声滤波器时。
图8.ADP1613升压转换器EXCEL设计工具
图9.ADlsimPLL中CPA_PPFFBP1滤波器设计的屏幕视图。
图10.有源环路滤波器与高压无源滤波器的电源纹波电平
结束语
以上已讨论主要PLL模块的电源管理要求，并针对VCO和电荷泵电源推算出规格。了解电源噪声和纹波对PLL性能的影响后，设计人员可以回头推算电源管理模块的规格，进而实现性能最佳的PLL设计。
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三相IGBT全桥隔离驱动电源设计
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00
中心议题：
三相IGBT全桥隔离驱动电源设计解决方案：
单段反激式变换器设计 电压电流反馈回路参数设计
三相IGBT全桥6个IGBT共需要6路驱动，每路IGBT驱动电源的地与该IGBT的发射极E连在一起。而三相IGBT全桥处于下桥臂的3个IGBT是共射极连接的，所以三相IGBT全桥下桥臂的3个IGBT驱动电源是共地的，即三相IGBT全桥6路驱动仅需要4路相互隔离的电源。每路IGBT驱动一般需要正负电压的双电源供电，所以每路隔离电源必须能够提供正负电压输出。目前市场上已存在提供4路隔离输出的DC／DC电源，但每路均提供正负电压输出的4路隔离输出电源还不存在。
本文针对10 kW三相IGBT全桥变换器设计了一种隔离驱动电源，提供4路相互隔离的输出，每路输出均提供+15 V／-9 V电源。电源功率较小，考虑成本和效率，采用单端反激式结构。电源内部反馈网络采用电压和电流反馈双闭环串极结构，分别从电压输出端和电流采样电阻上得到电压电流反馈信号，经反馈网络输入到PWM控制器，PWM控制器根据反馈信号大小调节其输出开关脉冲的占空比，以此来保持输出电压的稳定。
1 三相IGBT全桥隔离驱动电源设计
三相IGBT全桥隔离驱动电源采用电流型PWM控制器LIC3845，输出4路相互隔离的+15 V／-9 V，如图1所示。其中，一路额定输出电流为0．2 A，用于三相全桥下桥臂共射极连接的3个IGBT的驱动供电，另外3路额定输出电流为0．1 A，分别用于上桥臂的3个IGBT的驱动供电。
1.1 电路工作原理
1.1.1 开关脉冲的产生
开关管导通时，变压器的初级电流逐渐增大，采样电阻风上的压降增加，通过RC滤波电路反馈到芯片UC3845的3脚，与电流取样比较器的另一端进行比较，当这个压降达到UC3845的1管脚建立的门限电平时，锁存器复位，开关管截止。UC3845作为电流模式控制器工作，输出开关的导通由UC3845内部振荡器开始，到变压器初级电流到达管脚1建立的门限电平时为止。
1.1.2 占空比的调节
变压器+15 V，-9 v／0．2 A一路输出电压通过TL431a和光耦PC817反馈到UC3845的1脚，UC3845的2脚接地，UC3845内部误差比较放大器的输入误差总是固定的，将PC817的光电晶体管视为可变电阻，1脚的反馈信号改变的是误差比较放大器的增益，其等效电路如图2所示。
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当+15 V、-9V／0．2 A一路输出电压过高时，TL431参考端电压升高，阴极电压降低，光耦PC817二极管的电流增大，晶体管电流也相应增大，UC3845的1脚电压降低，流过开关管的峰值电流减小，占空比减小，使得输出电压降低。当输出电压偏低时与上述情况正好相反。
1.1.3 +15 V／-9 V电压的产生
图1所示的隔离电源的变压器次级4路实际输出+24 V的电压，为得到+15 V／-9 V的电压，采用15 V稳压二极管和电阻串联的形式。也可以采用变压器次级引出中间抽头的方式，但这种方式占用变压器管脚太多，变压器骨架管脚数目会不足。
1.2 反激式变压器设计
单端反激式变压器可工作在电流连续模式(CCM)或断续模式(DCM)，但在CCM模式下变压器磁芯易饱和发热，通常设计为DCM下工作。
确定已知参数：直流输入电压的最大值Uinmax和最小值Uinmax；输出电压Uo、功率Po；开关频率f、工作效率η、开关导通压降UDS。在反激变压器中，次级反激电压VOR与输入电压之和不能高于开关管的耐压USmax，
1.3 电压电流反馈回路参数设计
TL431a是美国德州仪器(TI)生产的2．5～36 V可调式精密并联稳压器。它的参考端输入电流值为2μA，为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响，通常取流过电阻Rlow的电流为参考输入端电流的100倍以上，所以得Rlow的取值范围：
。在该范围内给Rlow取值。根据Rup，Rlow，Uo，Uref的关系，得到
。
TL431a的阴极电压Uka在2．5 V～36 V变化时，阴极电流Ika范围是1～150 mA，当PC817的正向电流If为0时，必须保证Ika至少为1 mA，所以Ibias至少为1 mA，此时PC817的正向压降Uf即Ubias小于1．2 V，所以Rbias的范围：
。
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00UC3845的1脚正常电压为0．8 V～6．2 V，由PC817的技术资料得：当PC817二极管正向电流If为3 mA左右时，晶体管集射电流Ic在4 mA左右变化，集射电压Uce在很宽的范围内线性变化，符合UC3845的控制要求，所以取PC817二极管正向电流If为3 mA，取TL431a阴极电流Ika为不大于150 mA的确定值(例如20 mA)。由此根据
，可得Rbias的值；又由TL431a阴极工作电位为2．5～36 V得到Rf的取值范围：
2 实验结果
对设计的电路进行实验，得出了实验数据和波形。表1为隔离电源在空载和带载(+15 V，-9 V／0．2 A一路输出带载240 Ω，另外3路输出各带载120 Ω)下的4路输出电压值及相应的负载调整率。
图3为+15 V，-9 V／0．2 A一路输出带载时的电压波形。图3为+15 V，-9 V／0．2 A一路带载输出电压：深色CH1为+15 V输出，浅色CH2为-9 V输出。
3 结语
本文设计制作了基于电流型PWM控制器UC3845的三相IGBT全桥隔离驱动电源，采用单端反激式结构，结构简单，成本较低。实验表明，该隔离驱动电源的输出电压稳定，负载调整率高，具有很高的应用价值，同时填补了当前市场没有三相IGBT全桥隔离驱动电源的空白。
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现代逆变电源中有源功率因数校正技术的应用
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中心议题：
现代逆变电源系统的组成和结构 逆变电源系统功率因数及谐波干扰问题分析 带有PFC功能的逆变器构成方案解决方案：
带有PFC功能的逆变器三级构成方案I 带有PFC功能的逆变器三级构成方案II 带有PFC功能的逆变器两级构成方案
由于对性能要求的不断提高，特别是当前“绿色”电源的呼声越来越高，现代逆变器系统对功率因数校正和电流谐波抑制提出的更高的要求。本文对功率因数校正在现代逆变电源中的应用作了简要介绍。分析比较了几种带有PFC功能的逆变器构成方案，分析结果表明带单级隔离型PFC电路的两级逆变器具有更高的可靠性，更高的效率和更低的成本。
随着各行各业控制技术的发展和对操作性能要求的提高，许多行业的用电设备都不是直接使用通用交流电网提供的交流电作为电能源，而是通过各种形式对其进行变换，从而得到各自所需的电能形式。现代逆变系统就是一种通过整流和逆变组合电路，来实现逆变功能的电源系统。逆变系统除了整流电路和逆变电路外，还要有控制电路、保护电路和辅助电路等。现代逆变系统基本结构如图1所示。
图1 逆变系统基本结构框图
现代逆变系统各部分功能如下：
1. 整流电路：整流电路就是利用整流开关器件，如半导体二极管、晶闸管(可控硅)和自关断开关器件等，将交流电变换为直流电。除此之外，整流电路还应具有抑制电流谐波和功率因数调整功能。
2. 逆变电路：逆变电路的功能是将直流电变换成交流电，即通过控制逆变电路的工作频率和输出时间比例，使逆变器的输出电压或电流的频率和幅值按照人们的意愿或设备工作的要求来灵活地变化。
3. 控制电路：控制电路的功能是按要求产生和调节一系列的控制脉冲来控制逆变开关管的导通和关断，从而配合逆变器主电路完成逆变功能。
4. 辅助电路：辅助电路的功能是将逆变器的输入电压变换成适合控制电路工作需要的直流电压。对于交流电网输入，可以采用工频降压、整流、线性稳压等方式，当然也可以采用DC-DC变换器。
5. 保护电路：保护电路要实现的功能主要包括：输入过压、欠压保护；输出过压、欠压保护；过载保护；过流和短路保护；过热保护等。
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对于逆变器的整流环节（AC-DC），传统的方法仍采用不控整流将通用交流电网提供的交流电经整流变换为直流。虽然不控整流器电路简单可靠，但它会从电网中吸取高峰值电流，使输入端电流和交流电压均发生畸变。也就是说，大量的电器设备自身的稳压电源，其输入前置级电路实际上是一个峰值检波器，在高压电容滤波器上的充电电压，使得整流器的导通角缩短三倍，电流脉冲成了非正弦波的窄脉冲，因而在电网输入端产生失真很大的谐波峰值干扰，如图2所示。
(a) 电网输入端电流和电压的畸变 (b)峰值电流中的各次谐波分量频谱
图2 传统整流电路输入端电网电压和电流失真与谐波干扰分量图
由此可见，大量整流电路的应用使电网供给严重畸变的非正弦电流，对此畸变的输入电流进行傅立叶分析，发现它不仅含有基波，还含有丰富的高次谐波分量。这些高次谐波倒流入电网，引起严重的谐波污染，使输入端功率因数下降，将造成巨大的浪费和严重危害。输入电流谐波的危害主要有：
（1）使电能的生产、传输和利用的效率降低，使得电器设备过热、产生振动和噪声并使绝缘老化，使用寿命缩短，甚至发生故障或烧毁。
（2）可引起电力系统局部并联谐振或串联谐振，使谐波含量放大，造成电容器等设备烧毁。
（3）使测量仪器产生附加谐波误差。常规的测量仪器是设计并工作在正弦电压、电流波形的，因此在测量正弦电压和电流时能保证其精度，但是这些仪表用于测量非正弦量时，会产生附加误差，影响测量精度。
（4）谐波还会引起继电保护和电动装置误动作，使电能计量出现混乱。
现代逆变电源系统对功率因数校正和电流谐波抑制提出了更高的要求。为了减小AC-DC交流电路输入端谐波产生的噪声和对电网产生的谐波污染，以保证电网供电质量，提高电网的可靠性；同时也为了提高输入功率因数，以达到节能的效果，不少国家和国际学术组织都制定了限制电力系统谐波和用电设备谐波的标准和规定，如国际电气电子工程师协会（IEEE）、国际电工委员会（IEC）和国际大电网会议（CIGRE）都推出了各自建议的谐波标准，其中最有影响力的是IEEE519-992和IEC1000-3-2，我国也先后于1984年和1993年分别制定了限制谐波的规定和国家标准。
因此在现代逆变电源系统中，功率因数校正电路是一个不可或缺的重要组成部分。功率因数校正可以分为无源功率因数校正技术（Passive PFC）和有源功率因数校正技术（Active PFC）。无源功率因数校正技术是采用无源器件，如电感和电容组成得谐振滤波器来实现PFC功能；有源功率因数校正技术则采用了有源器件，如开关管和控制电路来实现PFC功能。现代逆变电源系统应用的多为有源功率因数校正技术，可以将输入电流校正成与输入电压同相的正弦波，将功率因数提高至接近1。
具有功率因数校正功能的逆变器构成方案通常有三种：三级构成方案Ⅰ、三级构成方案Ⅱ和两级构成方案。
1. 三级构成方案Ⅰ。其结构如图3所示。第一级是50Hz工频变压器，用来实现电气隔离功能，从而保证电源设备的安全性，免受来自高压馈电线的危险。第二级是功率因数校正电路，用来强迫线电流跟随线电压，使线电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量，其输出是400V左右的高压直流。第三级是DC-AC模块，用来实现逆变功能，即通过控制逆变电路的工作频率和输出时间比例，使逆变器的输出电压或电流的频率和幅值按照人们的意愿或设备工作的要求来灵活地变化。
图3三级构成方案Ⅰ主电路框图
这是一种较早采用的方案，技术也比较成熟，其主要优点是电路结构简单，实现较为容易。主要缺点是电能经过三级变换，降低了逆变器的可靠性和效率；工频隔离变压器体积庞大、笨重、耗费材料多；PFC级的输出，即DC-AC的输入为400V左右的高压直流电，这就对许多需要逆变级具有低压输入的应用场合产生了限制。比如铁路用逆变器和航空用逆变器等多个重要的逆变器应用领域都需要110V的正弦交流电输出，若采用这种构成方案，则不仅可靠性难以得到保证，而且逆变器的效率会进一步降低，一般不会超过80%。
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002. 三级构成方案Ⅱ。其结构如图4所示。第一级是PFC级，其结构功能与三级构成方案Ⅰ中的PFC电路相同。第二级是DC-DC级，用来调节PFC输出电压和实现电气隔离。第三级是DC-AC模块，其结构功能与三级构成方案Ⅰ中的DC-AC电路相同。这是目前应用较多的一种方案，是中大功率应用的最佳选择。
图4 三级构成方案Ⅱ主电路框图
这种方案的主要优点是去掉了笨重庞大的工频变压器；每一级均有各自的控制环节，使得该电路具有良好的性能；DC-AC的输入电压可根据逆变输出的不同要求进行调整，适用于各种功率场合，效率较三级构成方案Ⅰ有所提高。缺点是各级都需要一套独立的控制电路，增加了器件数目和控制电路的复杂性；由于电能同样经过三级变换，使得逆变器的可靠性和效率仍然不能令人满意。
3.两级构成方案。 针对以上两种方案的不足，人们提出了一种两级构成方案。该方案将三级构成方案Ⅱ中的前两级合并为一级，使PFC和DC-DC级共用开关管和控制电路（如图5所示），并通过高频变压器得到可调PFC输出直流电压，实现电气隔离,如图5所示。这种方案保持了三级构成方案Ⅱ中的优点，而且改进了三级构成方案Ⅱ的不足之处。总之，可靠性高、效率高、成本低是这种逆变器构成方案最显著的优点。
图5 典型的单级PFC变换器电路图
将这三种逆变器的构成方案进行比较后不难发现，它们的逆变部分结构和功能完全相同，区别仅在于整流环节，即通过不同方法产生经隔离和功率因数校正后的（可调）直流电压，来作为逆变级的输入。由于单级PFC电路将PFC级和DC-DC级结合在一起，能量只被处理一次，用一个控制器就能完成输入PFC和输出电压调节功能，因此非常适用于逆变电源的前级整流环节。采用单级PFC电路的逆变器具有更高的可靠性，更高的效率和更低的成本。所以，带单级PFC电路的两级逆变技术成为电力电子领域研究的一个热门课题。
尽管单级PFC电路具有上述优点，但是与传统的两级式PFC变换器相比，它要承受更高的电压应力，有更多的功率损耗。这些问题在开关频率较高时显得尤为突出，影响了变换器工作的可靠性和开关频率的进一步提高，也限制了其在大功率场合的应用。为此，近些年又提出了各种软开关技术，如零电流开关（ZCS）、零电压开关（ZVS）、零电压转换-脉宽调制（ZVT-PWM）、零电流转换-脉宽调制（ZCT-PWM）等，有效地解决了这些问题，使得单级PFC电路在逆变电源系统中具有了更广阔的应用前景。
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电源纹波分析及测试一点通
中心议题： 电源纹波分析及测试一点通解决方案： 去除示波器控头上的夹子与地线 通过对示波器进行合理设置和规范的操作
一、什么叫纹波？
纹波(ripple)的定义是指在直流电压或电流中,叠加在直流稳定量上的交流分量。
它主要有以下害处：
1.1．容易在用电器上产生谐波，而谐波会产生更多的危害；
1.2．降低了电源的效率；
1.3．较强的纹波会造成浪涌电压或电流的产生，导致烧毁用电器；
1.4．会干扰数字电路的逻辑关系，影响其正常工作；
1.5．会带来噪音干扰，使图像设备、音响设备不能正常工作
二、纹波、纹波系数的表示方法
可以用有效值或峰值来表示，或者用绝对量、相对量来表示；
单位通常为：mV
例如：
一个电源工作在稳压状态,其输出为12V5A，测得纹波的有效值为10mV， 这10mV就是纹波的绝对量，而相对量，即纹波系数=纹波电压/输出电压=10mv/12V=0.12%。
三、纹波的测试方法
3.1．以20M示波器带宽为限制标准，电压设为PK-PK(也有测有效值的)，去除示波器控头上的夹子与地线(因为这个本身的夹子与地线会形成环路，像一个天线接收杂讯，引入一些不必要的杂讯)，使用接地环（不使用接地环也可以，不过要考虑其产生的误差），在探头上并联一个10UF电解电容与一个 0.1UF瓷片电容，用示波器的探针直接进行测试；如果示波器探头不是直接接触输出点，应该用双绞线，或者50Ω同轴电缆方式测量。
四、开关电源纹波的主要分类
开关电源输出纹波主要来源于五个方面：
4.1.输入低频纹波;
4.2.高频纹波;
4.3.寄生参数引起的共模纹波噪声;
4.4.功率器件开关过程中产生的超高频谐振噪声;
4.5.闭环调节控制引起的纹波噪声。
电源纹波测试
纹波是叠加在直流信号上的交流干扰信号，是电源测试中的一个很重要的标准。尤其是作特殊用途的电源，如激光器电源，纹波则是其致命要害之一。所以，电源纹波的测试就显得极为重要。
电源纹波的测量方法大致分为两种：一种是电压信号测量法；另一钟是电流信号测量法。
一般对于恒压源或纹波性能要求不大的恒流源，都可以用电压信号测量法。而对于纹波性能要求高的恒流源则最好用电流信号测量法。
电压信号测量纹波是指，用示波器测量叠加在直流电压信号上的交流纹波电压信号。对于恒压源，测试可以直接用电压探头测量输出到负载上的电压信号。对于恒流源的测试，则一般是通过使用电压探头，测量采样电阻两端的电压波形。整个测试过程中，示波器的设置是能否采样到真实信号的关键。
所用的仪器是：配有电压测量探头的TDS1012B示波器。
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00测量之前需要进行如下设置。
1.通道设置：
耦合：即通道耦合方式的选择。纹波是叠加在直流信号上的交流信号，所以，我们要测试纹波信号就可以去掉直流信号，直接测量所叠加的交流信号就好。
宽带限制：关
探头：首先选用电压探头的方式。然后选择探头的衰减比例。必须与实际所用探头的衰减比例保持一致，这样从示波器所读取数才是真实的数据。比如，所用电压探头放在×10档，则此时，这里的探头的选项也必须设置为×10档。
2.触发设置：
类型：边沿
信源：实际所选择的通道，如，准备用CH1通道进行测试，则此处就应该选择为CH1。
斜率：上升。
触发方式：如果是在实时地观察纹波信号，则选择‘自动’触发。示波器会自动跟随实际所测信号的变化，并显示。这个时候，你也可通过设置测量按钮，实时地显示你所需要的测量的数值。但是，如果你想要捕捉某次测量时的信号波形，则需要将触发方式设置为‘正常’触发。此时，还需要设置触发电平的大小。一般当你知道你所测量的信号峰值时，将触发电平设置为所测信号峰值的1/3处。如果不知道，则触发电平可以设置的稍微小一些。
耦合：直流或交流…，一般用交流耦合。
3.采样长度（秒/格）：
采样长度的设置决定能否采样到所需要的数据。当所设置的采样长度过大时，就会漏掉实际信号中的高频成分；当所设置的采样长度过小时，就只能看到所测实际信号的局部，同样无法得到真实的实际信号。所以，在实际测量时，需来回旋转按钮，仔细观察，直到所显示波形是真实的完整的波形。
4.采样方式：
可根据实际需要设定。如，要求测量纹波的P-P值，则最好选择峰值测量法。采样次数也可根据实际需要设定，这与采样频率及采样长度有关。
5.测量：
通过选择对应通道的峰值测量，示波器就可以帮你把所需要的数据及时显示出来。同时也可以选择对应通道的频率、最大值、均方根值等。
通过对示波器进行合理设置和规范的操作，一定可以得到所需的纹波信号。但是，在测量过程中一定要注意防止其它信号对于示波器探头自身的干扰，以免所测量的信号不够真实。
通过电流信号测量法测量纹波值是指，测量叠加在直流电流信号上的交流纹波电流信号。对于纹波指标要求比较高的恒流源，即要求纹波比较小的恒流源，采用电流信号直接测量法可以得到更加真实纹波信号。与电压测量法不同的是，这里还用到了电流探头。比如，继续用上述的示波器，再加一个电流放大器和一个电流探头。此时，只需用电流探头夹住输出到负载的电流信号，就可以进行电流测量法来测量输出电流的纹波信号了。与电压测量法一样，整个测试过程中，示波器及电流放大器的设置是能否采样到真实信号的关键。
其实，用这种方法测量时，示波器的基本设置及用法与上述相同。不同的是，通道设置中探头的设置有所不同。在这里，需要选则电流探头的方式。然后，选择探头的比例，必须与放大器所设置的这个比例相同，这样从示波器所读取数才是真实的数据。比如，所用放大器的这个比例设置为5A/V，则此时示波器的这一项也需设置为5A/V。至于电流放大器的耦合方式，当示波器的通道耦合已经选择为交流耦合时，则这里选择交流或直流都可以。
需要注意的是，用这种方法时，需先打开示波器，然后再打开电流放大器。且，记得在使用前对电流探头先消磁。
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中心议题： 电源纹波分析及测试一点通解决方案： 去除示波器控头上的夹子与地线 通过对示波器进行合理设置和规范的操作
一、什么叫纹波？
纹波(ripple)的定义是指在直流电压或电流中,叠加在直流稳定量上的交流分量。
它主要有以下害处：
1.1．容易在用电器上产生谐波，而谐波会产生更多的危害；
1.2．降低了电源的效率；
1.3．较强的纹波会造成浪涌电压或电流的产生，导致烧毁用电器；
1.4．会干扰数字电路的逻辑关系，影响其正常工作；
1.5．会带来噪音干扰，使图像设备、音响设备不能正常工作
二、纹波、纹波系数的表示方法
可以用有效值或峰值来表示，或者用绝对量、相对量来表示；
单位通常为：mV
例如：
一个电源工作在稳压状态,其输出为12V5A，测得纹波的有效值为10mV， 这10mV就是纹波的绝对量，而相对量，即纹波系数=纹波电压/输出电压=10mv/12V=0.12%。
三、纹波的测试方法
3.1．以20M示波器带宽为限制标准，电压设为PK-PK(也有测有效值的)，去除示波器控头上的夹子与地线(因为这个本身的夹子与地线会形成环路，像一个天线接收杂讯，引入一些不必要的杂讯)，使用接地环（不使用接地环也可以，不过要考虑其产生的误差），在探头上并联一个10UF电解电容与一个 0.1UF瓷片电容，用示波器的探针直接进行测试；如果示波器探头不是直接接触输出点，应该用双绞线，或者50Ω同轴电缆方式测量。
四、开关电源纹波的主要分类
开关电源输出纹波主要来源于五个方面：
4.1.输入低频纹波;
4.2.高频纹波;
4.3.寄生参数引起的共模纹波噪声;
4.4.功率器件开关过程中产生的超高频谐振噪声;
4.5.闭环调节控制引起的纹波噪声。
电源纹波测试
纹波是叠加在直流信号上的交流干扰信号，是电源测试中的一个很重要的标准。尤其是作特殊用途的电源，如激光器电源，纹波则是其致命要害之一。所以，电源纹波的测试就显得极为重要。
电源纹波的测量方法大致分为两种：一种是电压信号测量法；另一钟是电流信号测量法。
一般对于恒压源或纹波性能要求不大的恒流源，都可以用电压信号测量法。而对于纹波性能要求高的恒流源则最好用电流信号测量法。
电压信号测量纹波是指，用示波器测量叠加在直流电压信号上的交流纹波电压信号。对于恒压源，测试可以直接用电压探头测量输出到负载上的电压信号。对于恒流源的测试，则一般是通过使用电压探头，测量采样电阻两端的电压波形。整个测试过程中，示波器的设置是能否采样到真实信号的关键。
所用的仪器是：配有电压测量探头的TDS1012B示波器。
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00测量之前需要进行如下设置。
1.通道设置：
耦合：即通道耦合方式的选择。纹波是叠加在直流信号上的交流信号，所以，我们要测试纹波信号就可以去掉直流信号，直接测量所叠加的交流信号就好。
宽带限制：关
探头：首先选用电压探头的方式。然后选择探头的衰减比例。必须与实际所用探头的衰减比例保持一致，这样从示波器所读取数才是真实的数据。比如，所用电压探头放在×10档，则此时，这里的探头的选项也必须设置为×10档。
2.触发设置：
类型：边沿
信源：实际所选择的通道，如，准备用CH1通道进行测试，则此处就应该选择为CH1。
斜率：上升。
触发方式：如果是在实时地观察纹波信号，则选择‘自动’触发。示波器会自动跟随实际所测信号的变化，并显示。这个时候，你也可通过设置测量按钮，实时地显示你所需要的测量的数值。但是，如果你想要捕捉某次测量时的信号波形，则需要将触发方式设置为‘正常’触发。此时，还需要设置触发电平的大小。一般当你知道你所测量的信号峰值时，将触发电平设置为所测信号峰值的1/3处。如果不知道，则触发电平可以设置的稍微小一些。
耦合：直流或交流…，一般用交流耦合。
3.采样长度（秒/格）：
采样长度的设置决定能否采样到所需要的数据。当所设置的采样长度过大时，就会漏掉实际信号中的高频成分；当所设置的采样长度过小时，就只能看到所测实际信号的局部，同样无法得到真实的实际信号。所以，在实际测量时，需来回旋转按钮，仔细观察，直到所显示波形是真实的完整的波形。
4.采样方式：
可根据实际需要设定。如，要求测量纹波的P-P值，则最好选择峰值测量法。采样次数也可根据实际需要设定，这与采样频率及采样长度有关。
5.测量：
通过选择对应通道的峰值测量，示波器就可以帮你把所需要的数据及时显示出来。同时也可以选择对应通道的频率、最大值、均方根值等。
通过对示波器进行合理设置和规范的操作，一定可以得到所需的纹波信号。但是，在测量过程中一定要注意防止其它信号对于示波器探头自身的干扰，以免所测量的信号不够真实。
通过电流信号测量法测量纹波值是指，测量叠加在直流电流信号上的交流纹波电流信号。对于纹波指标要求比较高的恒流源，即要求纹波比较小的恒流源，采用电流信号直接测量法可以得到更加真实纹波信号。与电压测量法不同的是，这里还用到了电流探头。比如，继续用上述的示波器，再加一个电流放大器和一个电流探头。此时，只需用电流探头夹住输出到负载的电流信号，就可以进行电流测量法来测量输出电流的纹波信号了。与电压测量法一样，整个测试过程中，示波器及电流放大器的设置是能否采样到真实信号的关键。
其实，用这种方法测量时，示波器的基本设置及用法与上述相同。不同的是，通道设置中探头的设置有所不同。在这里，需要选则电流探头的方式。然后，选择探头的比例，必须与放大器所设置的这个比例相同，这样从示波器所读取数才是真实的数据。比如，所用放大器的这个比例设置为5A/V，则此时示波器的这一项也需设置为5A/V。至于电流放大器的耦合方式，当示波器的通道耦合已经选择为交流耦合时，则这里选择交流或直流都可以。
需要注意的是，用这种方法时，需先打开示波器，然后再打开电流放大器。且，记得在使用前对电流探头先消磁。
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UPS电源系统的防雷措施
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中心议题：
雷电对于UPS电源的危害 UPS电源的雷电防护 避雷器的选择与安装解决方案：
完善外部防雷设施，做好机房接地 采取多级雷电防护措施 安装适当规格的避雷器
UPS电源的主要工作过程是滤波整流逆变，另外还包括许多辅助的单元，如：充电器及蓄电池、微处理器、通信接口等。由于UPS电源是安装在设备与市电之间的，可以滤除电网中的电磁干扰，因此，给人造成一种假象，UPS电源可以阻挡包括雷电在内的所有的电磁脉冲的侵入，事实上并非如此。
雷电对于UPS电源的危害
关于雷电对于微电子设备的危害早已为工程技术人员所熟悉。对于微电子设备来讲，危害最大的是雷电电磁脉冲，它无孔不入，隐含杀机。根据我们对有关事故的统计表明，70%以上的雷击事故是从电源线侵入的，而UPS电源不能阻挡雷电流的侵入。
(1)从2中的讨论可知，UPS电源的市电输入端口是滤波单元，一般包括MEI滤波器与RFI滤波器，而根据雷电流的频谱特点，其90%以上的能量集中于1MHz以下，直流成分占60%以上。当雷电来临，UPS位于电源线路的最前端，首当其中受到攻击。
(2)现在不少UPS增加了避雷功能，其原理是在UPS的输入端增加一个MOV避雷模块，有些部分进口名牌UPS及几家国内著名UPS生产厂家在其UPS内部，根据国际IEC801-5的标准加装了避雷模块，抑制吸收电源供电线路输入端的雷电电压及电流的强浪涌，其冲击电流为20KA，冲击电压为6kV，波形为8/20。然而统计资料表明，直击雷电在一般低压架空线路产生的过压幅值高达100kV，电信线路高达40~60kV。感应雷电过压幅值在无屏蔽架空线上最高标准达20kV，无屏蔽地下电缆可达10kV，如果没有按照规范设计的完整的防雷体系，即是这样的UPS也无法保护用电设备不受雷电侵害的。
(3)UPS电源，特别是智能化的UPS电源，本身含有大量的集成电路。而且越来越多的UPS带有智能管理系统，信号线也成为雷电电磁脉冲侵入的通道。正因为此，关于UPS电源遭受雷电侵害的案例屡见不鲜，特别是在雷暴日比较多的雷击区。
如一台安装在海南某单位的UPS电源，自安装后运行半年均很正常，但是在遇到一次雷击以后，UPS就频繁出现在开机运行一段时间后，莫名奇妙地出现从逆变器供电自动转换到交流旁路电源供电的故障。
从雷电灾害损失事例类型来看，90%以上涉及电脑网络及通讯系统，而且基本上都有UPS电源。所以一定要对UPS电源及其监控系统的雷电防护引起足够的重视。
UPS电源的雷电防护
对UPS电源系统及通信端口的雷电防护，应根据国家规定的有关规范，并根据应用环境的具体情况，因地制宜制定出切实可行的解决方案,建立有效的、科学的、经济的防雷系统。针对UPS系统的特点，其雷电防护应重点把握以下几点：
要完善外部防雷设施，做好机房接地，根据《电子计算机房设计规范》，交流、直流工作地、保护地、防雷接地宜共用一组接地装置，其接地电阻按其中最小值要求确定，如必须分设接地，则必须于两地之间加装等电位共地联结器。不管采用怎样的接地系统，等电位连接都是非常重要的。UPS保护的往往都是大型的数据系统，对雷电反击更为敏感，即使很小的电位反击，也往往造成不必要的损失。
要采取多级雷电防护措施。《建筑物防雷设计规范》、IEC61312-1都有明确的防雷分区的概念，将需要雷电防护的区域分为：
LPZOA(OA区)，该区内的各物体都可能遭受直接雷击，同时在该区内雷电产生的电磁场能自由传播，没有衰减。
LPZOB(OB区)，该区内的各物体在接闪器的保护范围内，不会遭受直接雷击，但该区内的雷电电磁场因没有屏蔽装置，雷电产生的电磁场也能自由传播，没有衰减。
LPZ1(1区)，该区内的各个物体因在建筑内，不会遭受直接雷击，流经各导体的电流比LPZOB区更小，本区内的雷电电磁场根据屏蔽措施的不同而有不同衰减。
LPZ2(2区)，当需要进一步减小雷电和电磁场时，应引入后续防雷区，并按照需要保护系统所要求的环境选择后续防雷区的要求条件。
安装适当规格的避雷器。雷电防护的中心内容是泄放和均衡，泄放将雷电流尽可能多的、尽可能远的是泄放于地，而拒之于通信系统之外。所谓多级防护就是按照电磁兼容的原理，分层次地对雷电流进行削弱，在动力线进户配电柜、楼层配电柜以及机房进户配电盒，安装适当规格的避雷器。对于有信号或通信接口的UPS，为防止雷电波从信号或通信线引入，必须在信号或通信线接口处加装相应的信号避雷器。
避雷器的选择与安装
避雷器产品市场目前比较丰富，应尽量选择有信誉、质量可靠的避雷器，避雷器的接地线应不少于6mm2,以最直最短的引线连接，在接线方式上最好采用凯文接线方式，最大限度地减少引线上的感应电压。
UPS电源专用防雷箱和UPS电源必须进行接地，接地电阻一般应不大于4欧姆，防雷器和UPS电源要进行等电位连接，UPS输出线路要有地线。接地系统最好采用高质量的接地模块，这些可以保证接地电阻的可靠性和抗腐蚀性，也避免了每间隔1-2年改造地网，为使用单位节省了费用。
结束语
随着UPS电源智能化程度的提高，UPS电源往往已经不仅仅是一台电网停电后可以继续为负载供电的整机产品，而是一个局部的高度可靠，性能齐全、高智能化的供电中心，对于保证信息网络的数据安全与畅通有着重要作用。分析UPS电源雷电防护的重要性与必要性，是本文的目的所在，希望引起大家对此问题的重视。对UPS电源系统的雷电防护，是一专业性很强的工作，最好在专业人员的指导下进行。要注意系统化的考虑问题。接闪、屏蔽、接地、等电位、分区防雷等各项因素综合考虑，作好接地系统是防雷系统的基础与关键，特别是在一些新建校区中是不容忽视的重要因素。
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为您的电源选择正确的工作频率
中心议题： 探究为电源选择正确的工作频率的方法解决方案： 通过调整裸片面积来最小化损耗会带来极高成本的设计 使用更低的电容值或更少的电容
为您的电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常来说，低频率设计往往是最为高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本，但会增加电路损耗。接下来，我们使用一款简单的降压电源来描述这些权衡过程。
我们以滤波器组件作为开始。这些组件占据了电源体积的大部分，同时滤波器的尺寸同工作频率成反比关系。另一方面，每一次开关转换都会伴有能量损耗;工作频率越高，开关损耗就越高，同时效率也就越低。其次，较高的频率运行通常意味着可以使用较小的组件值。因此，更高频率运行能够带来极大的成本节约。
图1 显示的是降压电源频率与体积的关系。频率为 100 kHz 时，电感占据了电源体积的大部分(深蓝色区域)。如果我们假设电感体积与其能量相关，那么其体积缩小将与频率成正比例关系。由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸的进一步缩小，因此在此情况下上述假设就不容乐观了。如果该设计使用陶瓷电容，那么输出电容体积(褐色区域)便会随频率缩小，即所需电容降低。另一方面，之所以通常会选用输入电容，是因为其具有纹波电流额定值。该额定值不会随频率而明显变化，因此其体积($区域)往往可以保持恒定。另外，电源的半导体部分不会随频率而变化。这样，由于低频开关，无源器件会占据电源体积的大部分。当我们转到高工作频率时，半导体(即半导体体积，淡蓝色区域)开始占据较大的空间比例。此主题相关图片如下：图1 ：电源组件体积主要由半导体占据。
图1 ：电源组件体积主要由半导体占据。
该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化，而这一关系可能过于简单化。与半导体相关的损耗主要有两类：传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中的传导损耗与 MOSFET 的裸片面积成反比关系。MOSFET 面积越大，其电阻和传导损耗就越低。
开关损耗与 MOSFET 开关的速度以及 MOSFET 具有多少输入和输出电容有关。这些都与器件尺寸的大小相关。大体积器件具有较慢的开关速度以及更多的电容。图 2 显示了两种不同工作频率 (F) 的关系。传导损耗 (Pcon)与工作频率无关，而开关损耗 (Psw F1 和 Psw F2) 与工作频率成正比例关系。因此更高的工作频率 (Psw F2) 会产生更高的开关损耗。当开关损耗和传导损耗相等时，每种工作频率的总损耗最低。另外，随着工作频率提高，总损耗将更高。
但是，在更高的工作频率下，最佳裸片面积较小，从而带来成本节约。实际上，在低频率下，通过调整裸片面积来最小化损耗会带来极高成本的设计。但是，转到更高工作频率后，我们就可以优化裸片面积来降低损耗，从而缩小电源的半导体体积。这样做的缺点是，如果我们不改进半导体技术，那么电源效率将会降低.此主题相关图片如下：图2 ：提高工作频率会导致更高的总体损耗。
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图2 ：提高工作频率会导致更高的总体损耗。
如前所述，更高的工作频率可缩小电感体积;所需的内层芯板会减少。更高频率还可降低对于输出电容的要求。有了陶瓷电容，我们就可以使用更低的电容值或更少的电容。这有助于缩小半导体裸片面积，进而降低成本。
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中心议题： 探究为电源选择正确的工作频率的方法解决方案： 通过调整裸片面积来最小化损耗会带来极高成本的设计 使用更低的电容值或更少的电容
为您的电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常来说，低频率设计往往是最为高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本，但会增加电路损耗。接下来，我们使用一款简单的降压电源来描述这些权衡过程。
我们以滤波器组件作为开始。这些组件占据了电源体积的大部分，同时滤波器的尺寸同工作频率成反比关系。另一方面，每一次开关转换都会伴有能量损耗;工作频率越高，开关损耗就越高，同时效率也就越低。其次，较高的频率运行通常意味着可以使用较小的组件值。因此，更高频率运行能够带来极大的成本节约。
图1 显示的是降压电源频率与体积的关系。频率为 100 kHz 时，电感占据了电源体积的大部分(深蓝色区域)。如果我们假设电感体积与其能量相关，那么其体积缩小将与频率成正比例关系。由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸的进一步缩小，因此在此情况下上述假设就不容乐观了。如果该设计使用陶瓷电容，那么输出电容体积(褐色区域)便会随频率缩小，即所需电容降低。另一方面，之所以通常会选用输入电容，是因为其具有纹波电流额定值。该额定值不会随频率而明显变化，因此其体积($区域)往往可以保持恒定。另外，电源的半导体部分不会随频率而变化。这样，由于低频开关，无源器件会占据电源体积的大部分。当我们转到高工作频率时，半导体(即半导体体积，淡蓝色区域)开始占据较大的空间比例。此主题相关图片如下：图1 ：电源组件体积主要由半导体占据。
图1 ：电源组件体积主要由半导体占据。
该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化，而这一关系可能过于简单化。与半导体相关的损耗主要有两类：传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中的传导损耗与 MOSFET 的裸片面积成反比关系。MOSFET 面积越大，其电阻和传导损耗就越低。
开关损耗与 MOSFET 开关的速度以及 MOSFET 具有多少输入和输出电容有关。这些都与器件尺寸的大小相关。大体积器件具有较慢的开关速度以及更多的电容。图 2 显示了两种不同工作频率 (F) 的关系。传导损耗 (Pcon)与工作频率无关，而开关损耗 (Psw F1 和 Psw F2) 与工作频率成正比例关系。因此更高的工作频率 (Psw F2) 会产生更高的开关损耗。当开关损耗和传导损耗相等时，每种工作频率的总损耗最低。另外，随着工作频率提高，总损耗将更高。
但是，在更高的工作频率下，最佳裸片面积较小，从而带来成本节约。实际上，在低频率下，通过调整裸片面积来最小化损耗会带来极高成本的设计。但是，转到更高工作频率后，我们就可以优化裸片面积来降低损耗，从而缩小电源的半导体体积。这样做的缺点是，如果我们不改进半导体技术，那么电源效率将会降低.此主题相关图片如下：图2 ：提高工作频率会导致更高的总体损耗。
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图2 ：提高工作频率会导致更高的总体损耗。
如前所述，更高的工作频率可缩小电感体积;所需的内层芯板会减少。更高频率还可降低对于输出电容的要求。有了陶瓷电容，我们就可以使用更低的电容值或更少的电容。这有助于缩小半导体裸片面积，进而降低成本。
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EPS应急电源中均衡式充电装置的设计
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中心议题：
EPS均衡式充电装置的结构和工作原理 EPS均衡式充电模块设计EPS均衡式充电装置设计方案：
高频反激式变换器 电流控制型脉宽调制器 输出反馈控制器 充电浮充电状态指示 外部断线告警
本文简要介绍了EPS均衡式充电装置的结构原理及特点， 详细阐述了应用于这种均衡充电模式的单元充电模块的设计要求、工作原理及设计方法，最后给出了试验数据并简要分析了试验结果。
1 概述
EPS应急电源一般由主电源和应急电源两部分组成。主电源一般来自电力系统或电网， 正常时，消防用电设备由主电源供电。应急电源的作用是当主电源发生故障而停电时， 保证各种消防设备（ 消防给水、消防电梯、防排烟设备、应急照明和疏散指示标志、应急广播、电动的防火门窗、卷帘、自动灭火装置） 和消防控制室等仍能继续运行。在消防电源中设置EPS应急电源是确保消防电源向消防用电负荷可靠供电的重要措施之一。
目前， 消防应急电源主要有三种类型： ①独立正常电源的专用馈电线路； ②自备柴油发电机组； ③由蓄电池组构成的交、直流供电电源。由蓄电池组作为备用电能的应急电源（ 即所谓的静态EPS） 可分为直流静态EPS和交流静态EPS两种。
不管是直流还是交流EPS，对于蓄电池组实现最佳充电、保养和维护，以确保蓄电池组在应急情况下能够处于满容量状态是保障EPS应急电源可靠工作的关键。目前， 在我国消防电源中大量使用的静态EPS, 对于蓄电池组的充电一般采用串联集中式充电方式， 即由一个集中式充电装置实现对串联电池组充电， 如图1所示。这种充电方式的优点是充电设备简单、造价低。不足之处是对电池组充电不均衡， 容易出现部分电池过充、部分电池欠充， 即充电不足的现象， 从而导致电池组充电容量不足、电池损坏或电池组的寿命缩短。
图1 蓄电池组集中式充电模式示意图
为克服集中充电模式的不足， 本文提出一种均衡式充电模式。这种充电模式对每一节电池都配置一个单独的充电器。通过对每节电池的单独充电和维护来保证电池组实现均衡充电， 不会出现各节电池充电不均衡的现象。另外， 通过对各个充电模块的完善设计， 就能保证各节电池不会出现欠充或过充的现象。
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002 EPS均衡式充电装置的结构和工作原理
图2所示是本文提出的一种蓄电池组均衡充电模式结构示意图， 图中CM表示充电器或充电模块。在这种均衡式充电模式中， 对电池组的每一节电池都单独配置一个充电模块， 它是均衡式充电装置的核心。在应急电源中， 当处于非应急状态运行时， 应急电源的输出通过开关直接由市电供给， 这时， 逆变器不工作， 各充电模块给各节相应的电池进行充电或浮充电。当应急电源处于应急工作状态时， 由电池组给逆变器供电， 通过逆变器输出应急逆变交流电源。这时， 由于各充电模块无交流输入， 处于不工作状态， 不影响蓄电池组的放电工作状态。
图2 电池组均衡式充电模式示意图
在这种充电模式设计中， 各充电模块的设计是关键。充电模块的主要作用是对每节电池进行充电和浮充电。根据蓄电池的充电要求， 当电池端电压低于标称电压或小于最高容许充电电压时， 要求充电模块具有恒流输出功能， 实现对电池的恒流充电， 即所谓的主充电； 而当电池电压达到电池最高容许充电电压后， 这时要求充电模块具有恒压输出功能， 使电池处于恒压充电状态， 即所谓的均充电。因此， 充电模块应具有输出稳压和稳流输出功能。另外， 本文所设计的充电模块还应具有如输出状态指示、输出断线告警、交流输入故障等相关的指示和告警功能。
由于在均衡式充电模式中， 每个充电模块仅负责一节电池的充电， 因此充电模块输出电压设计成12V标称输出电压。输出电流则根据电池的容量来确定。由于本均衡充电装置主要是针对100A·h容量以下的EPS应急电源应用而设计的， 因此， 充电模块的额定输出电流一般不超过10A.这样充电模块的功率最大一般为200W左右。
3 充电模块设计
在充电模块的设计中， 应该说采用线性稳压电源、相控式晶闸管电源和高频开关电源均能满足上述提到的充电功能要求。考虑到装置的体积、重量、结构和维护的方便性， 本均衡充电装置的充电模块采用了高频开关电源。由于模块需要的功率不大， 在开关电源形式选择上采用了反激式高频开关电源。这种电源具有体积小， 效率高等特点。
一般的反激式高频开关电源都设计成稳压输出， 在电池充电应用中， 要加入外围电路实现恒流限压充电。其原理结构框图如图3所示， 它主要由交流输入整流电路、高频反激式变换器、电流型脉宽调制电路、输出反馈控制电路和保护告警及状态指示等电路组成。下面分别介绍主要组成电路设计和工作原理。
图3 充电模块原理结构示意图
3.1 高频反激式变换器
高频反激式变换器电路如图4所示。在反激变换器中一般有两种工作方式： 完全能量转换和不完全能量转换。当变换器输入电压在一个较大的范围内发生变化， 或负载在较大范围内变化时， 必然跨越两种工作方式， 因此要求变换器能在两种工作方式中都能稳定工作。
图4 反激式变换电路
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图5所示的是工作在完全能量转换状态下， 开关管Q1上的电压与电流波形。在这种工作模式下， 每个开关周期被分为三个阶段（ 分别如图中1、2、3所示） .在阶段1, 开关管导通， 变压器原边电流沿斜线上升到峰值电流， 并将能量储存在高频变压器中。
在阶段2, 开关管关断， 上一阶段中变压器储存的能量传递给副边。由于漏感的存在会产生尖峰电压， 所以实际电路中利用钳位电路（ 图4中的C1、R4、D2、R5、C2） 把电压钳制在开关管的漏- 源击穿电压值以下。在阶段3, 感应电压降为零。变压器已将在阶段1储存的能量全部释放， 但该电压变化又通过激励由杂散电容和初级电感构成的谐振电路， 产生衰减振荡波形。
图5 完全能量转换的开关管电压及电流波形
图6所示的是工作在不完全能量转换状态下， 开关管的电压及电流波形在这种工作模式下， 每个开关周期被分为两个阶段（ 分别如图中1和2所示） .在阶段1, 开关管开始导通时， 由于变压器还储存有能量而使开始电流不为零。
变压器在这阶段继续储存能量。在阶段2, 开关管关断。上一阶段储存的能量传递到副边， 但没有把变压器里面的能量完全释放， 所以不存在完全能量转换方式中的第3阶段。
图6 不完全能量转换的开关管电压及电流波形
在反激式变换电路设计中应注意以下问题：
a. 当反激式变换器以连续方式工作时， 有相当大的直流电流成分， 这时，必须有气隙。适当的气隙可以防止饱和状态并平衡直流电流成分；
b. 在缓冲器中（ 图中C1、R4、D2） , 通过减少R4值或漏电感值， 可以抑制钳位电压的升高趋势。但不能把钳位电压设计得太低， 因为反激过冲电压提供一个附加强制电压来驱动电能进入副边电感， 使副边反激电流迅速增大， 提高变压器的传输效率；
c. 由于反激式变换器存在较大的纹波电压， 太大的纹波电压会使控制电路工作不够稳定， 所以增加LC滤波器一定程度地降低了纹波。
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003.2 电流控制型脉宽调制器
电流控制型脉宽调制器电路原理如图7所示。电路核心是3842系列电流控制型脉宽控制芯片。
图7 电流控制型脉宽调制器电路
反激变换器加假负载是必要的， 但对于解决空载振荡效果不大， 因为假负载不能设计太大， 会影响整个变换器的效率。
假负载加上以后， 变换器只是工作在很轻负载条件下， 振荡依然存在。这种振荡是一种被称为Burst Mode的模式， 也就是间歇工作模式。发生这种现象是由于空载、轻载时开关管开通时间过大， 引起输出能量太大造成电压过冲太大， 需要较长的时间去恢复到正常电压， 因此开关管需停止工作一段时间。对于使用3842系列芯片的反激变换器来说，有一个较为有效的解决办法。在锯齿波输出脚和电流检测脚之间接入一个PF级的电容（ 图7中的C6） ,利用锯齿波下降沿产生的抽流作用将检测到的电流信号中因为门极驱动产生的信号剔除， 从而可以使得开关管得到一个最小的开通时间去保持输出， 虽然也可能会出现间歇工作模式， 但是因为每个开关周期传递到副边的能量很小， 所以不会出现振荡现象。
3.3 输出反馈控制器
输出控制器如图8所示。图8中利用两个PI 调节器实现恒流限压充电。
因为设计为单电池充电， 输出最高电压为15V, 可以直接用变换器输出作为控制电路的电源， 所以IC1采用了单电源运算放大器。R3、R4及PTI组成充电电流调节， 可以实现电流在一定范围内调节。R7、R8、PTU组成浮充电压调节， 可以实现浮充电压在一定程度调节， 因为不同电池的浮充电压相差不大， 这个调节范围不用太大， 而且最低电压要保证运放的可靠工作。作为电流、电压调节的基准电压可以用TL431实现。光耦U1应该采用线性度比较好的光电耦合器。光耦的电流传输比大小基本没有什么影响， 因为IC1的放大倍数足够大， 只要U1原边电阻足够小，就可在副边产生足够大的电流信号。至于R11电阻的选择， 只能选择一个范围， 即IC1运放的输出电压从最小值到最大值变化， 则电阻的选择要求使原边电流在某个范围内变化， 反映到副边的电流最大值要求使得UC3842 （ 图7中的IC1） 的1脚能够降到零。所以此电阻有一个最大选择值， 当然阻值越小增益越高， 但增益过高会比较容易引起电路振荡。选择以后还需要按照电路的工作情况进行调整。
图8 输出反馈控制电路
3.4 充电浮充电状态指示
对于本应用中， 只要比较反馈控制电路里的两个PI调节器（ 图8中IC1A和IC1B） 的输出端电压高低， 就能实现状态指示。当IC1A输出电压高于IC1B输出电压时， 电流反馈起作用， 电路处于充电状态。反之， 处于浮充状态。
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003.5 外部断线告警
外部断线告警电路如图9所示。在电池正常接在充电器输出端时， 输出限制在电池最大浮充电压以下， R3上电压低于5V, 比较器IC1输出高电平。当发生断线故障时， R3上电压会升高到5V以上， 比较器输出低电平。
图9 外部断线告警电路
4 试验结果
稳流和稳压精度测试数据见表1和表2.
表1 稳流精度测试数据
表2 稳压精度测试数据
测试结果表明， 稳流精度为±2.0%,稳压精度为±3%.由于电流取样电阻的存在， 所以大电流输出时存在电压下降。对于充电器， 稳压发生在浮充阶段， 而浮充阶段电流比较小，对于电压的精度影响不大。电路的这种特性， 可以使电池电量较低时， 充电电流达到最大， 当电池电量快接近最大存储电量（ 电池快要充满） 时， 充电电流开始减少， 有利于延长电池使用寿命。对于充电应用来说， 该充电模块能够很好地满足使用要求。
5 结论
本文提出的均衡式充电模式能很好克服目前在EPS应急电源中大量使用的集中式充电模式所带来的不足。能有效地防止蓄电池组中电池间的不均衡充电现象以及部分电池出现过充和欠充现象， 能提高EPS应急电源的可靠性， 延长电池组的使用寿命。另外， 所设计的单元充电模块具有恒流限压精度高、外围电路简单、易于生产、电源效率高等特点， 能够很好地实现对电池的有效充电和维护。
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