中心议题：
Buck电路开关电源纹波的定义 Buck电路产生纹波的机理及计算 影响纹波的因素分析及抑制措施解决方案：
考虑开关频率、L和C的取值 降低ESR开关电源具有效率高、输出电压可调范围大、损耗小、体积小、重量轻等特点，得到了广泛的应用。由于开关电源体积小，输出直流电压的纹波含量比同功率线性电源大，如何降低纹波含量成为开关电源应用及制造技术中的一个关键技术难点。本文通过对Buck电路的分析，找出对纹波的产生有影响的因素及改善的措施。
1 纹波的定义
Buck类型开关电源的拓扑结构如图1所示。
通常情况下，开关电源首先把电网电压全波整流变为直流电，经高频开关变换由变压器降压，经高频二极管整流滤波后，得到稳定的直流电压输出。其自身含有大量的谐波干扰，同时由于变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰都形成了电磁干扰源，这些尖峰就是输出纹波。输出纹波主要来源于4个方面：低频纹波、高频纹波、共模纹波、功率器件开关过程中产生的超高频谐振等。
2 Buck电路产生纹波的机理及计算
2.1 纹波电流计算
电感的定义：
λ为线圈磁链；N为线圈匝数；i为流经线圈的电流；Φ为线圈磁通。如果式（1）两端以时间t为变量进行微分计算，可得：
这便是大家所熟知的电感电压降回路方程。
现在假设对于每个单独的开关周期，在开关管导通状态和关断状态，输入输出电压都基本没有变化，可以写出导通状态和关断状态时的L两端的电压。
导通状态L两端的电压：
关断状态L两端的电压：
Vsat为开关管的导通压降；VF为二极管的导通压降。
由于Vsat和VF相对于Vi和Vo很小，这里忽略不计，可以得到：
可以看出Von和Voff都是常数，即对于
，不论在导通状态还是在关断状态都有：
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Buck电路开关电源纹波的抑制方法
开关电源测试方案
中心议题： 开关电源测试方案的讨论解决方案： 使用数字万用表进行测试 采用精度高、分辨率高的仪器仪表
开关电源因其效率高，体积小而被电子企业广泛应用，以下是自己在工作中总结出来的测试方法和测试项目，在电源设计时若能充分考虑到这些方面，那么其产品将会被越来越多的客户所使用。
现在的电子产品对电源的要求有所提高，大部分是关心其稳定性，输入电压的范围，输出稳定性，输出谐波大小，在工作中发现有些电源的纹波较大，导致设备不工作，因此这也是影响电源发展的一个方面。
电源实际工作在电路中，最关心的还是源效应（电压调整率），因为电路确定后，负载已基本确定，负载的影响明显小于输入电压对电源的影响，此外还要注意电磁干扰，在电子环境中，电磁干扰对电源的工作会产生一定的影响，源效应和负载效应小的电源其稳定性较好，我爱方案网编者认为电子工程师在电源设计中应考虑到这些方面。
一、 测试项目
需测项目包括开关电源空载输出、额定负载时电压和电流输出、源效应、负载效应、纹波、耐压和绝缘电阻、短路保护（或过流保护点）。
测试参考各开关电源给出的详细参数说明书进行。
对于较重要的或功率在几十瓦以上的电源，其效率（或内部功率器件的工作温度）直接决定了它的可靠性、故障率，应予测试；此外尚有多项其他指标应根据不同要求安排测试，例如突加负载输出电压的瞬时跌落及其恢复时间、AC/DC 电源的输入功率因数和波形峰值比、电源的各项EMC 指标以及温度系数、时间稳定性等。
二、测试要求
1、测试人员需能正确使用数字万用表，识别开关电源的管脚图，能调节功率电源的输出电压，具有电相关知识。
2、测试仪器要求尽量使用精度高、分辨率高的仪器仪表，根据实际情况，选择使用仪器。
3、一般常规测试是在常温常压下测试的，对测试条件有特殊要求的需在要求条件下进行测试（比如有的需要模拟工作现场的环境，如室外、阴雨、暴晒等）。
三、测试方法和过程
3.1空载输出电压
将开关电源的输入电压调至开关电源的额定电压，用万用表测试开关电源的输出电压，为了减小误差，可以多测几组数据（图中的电源开关电源表示所检开关电源）。
图1 空载接线原理图
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解决高频开关电源的电磁兼容问题
中心议题：
高频开关电源的电路结构 高频开关电源电磁骚扰源的分析 高频开关电源电磁骚扰的电磁兼容设计解决方案：
高频开关电源电磁骚扰测试曲线 高频开关电源电磁兼容设计及改进
随着高频开关电源技术的不断完善和日趋成熟，其在铁路信号供电系统中的应用也在迅速增加。与此同时，高频开关电源自身存在的电磁骚扰（EMI）问题如果处理不好，不仅容易对电网造成污染，直接影响其他用电设备的正常工作，而且传入空间也易形成电磁污染，由此产生了高频开关电源的电磁兼容（EMC）问题。
本文重点对铁路信号电源屏使用的1200W（24V/50A）高频开关电源模块所存在的电磁骚扰超标问题进行分析，并提出改进措施。高频开关电源产生的电磁骚扰可分为传导骚扰和辐射骚扰两大类。传导骚扰通过交流电源传播，频率低于30MHz；辐射骚扰通过空间传播，频率在30～1000MHz。
1 高频开关电源的电路结构
高频开关电源的主拓扑电路原理，如图1所示。
2 高频开关电源电磁骚扰源的分析
在图1a电路中的整流器、功率管Q1，在图1b电路中的功率管Q2～Q5、高频变压器T1、输出整流二极管D1～D2都是高频开关电源工作时产生电磁骚扰的主要骚扰源，具体分析如下。
（1）整流器整流过程产生的高次谐波会沿着电源线产生传导骚扰和辐射骚扰。
（2）开关功率管工作在高频导通和截止的状态，为了降低开关损耗，提高电源功率密度和整体效率，开关管的打开和关断的速度越来越快，一般在几微秒，开关管以这样的速度打开和关断，形成了浪涌电压和浪涌电流，会产生高频高压的尖峰谐波，对空间和交流输入线形成电磁骚扰。
（3）高频变压器T1进行功率变换的同时，产生了交变的电磁场，向空间辐射电磁波，形成了辐射骚扰。变压器的分布电感和电容产生振荡，并通过变压器初次级之间的分布电容耦合到交流输入回路，形成传导骚扰。
（4）在输出电压比较低的情况下，输出整流二极管工作在高频开关状态，也是一种电磁骚扰源。
由于二极管的引线寄生电感、结电容的存在以及反向恢复电流的影响，使之工作在很高的电压和电流变化率下，二极管反向恢复的时间越长，则尖峰电流的影响也越大，骚扰信号就越强，由此产生高频衰减振荡，这是一种差模传导骚扰。
所有产生的这些电磁信号，通过电源线、信号线、接地线等金属导线传输到外部电源形成传导骚扰。通过导线和器件辐射或通过充当天线的互连线辐射的骚扰信号造成辐射骚扰。
3 针对高频开关电源电磁骚扰的电磁兼容设计
（1）开关电源入口加电源滤波器，抑制开关电源所产生的高次谐波。
（2）输入输出电源线上加铁氧体磁环，一方面抑制电源线内的高频共模，另一方面减小通过电源线辐射的骚扰能量。
（3）电源线尽可能靠近地线，以减小差模辐射的环路面积；把输入交流电源线和输出直流电源线分开走线，减小输入输出间的电磁耦合；信号线远离电源线，靠近地线走线，并且走线不要过长，以减小回路的环面积；PCB板上的线条宽度不能突变，拐角采用圆弧过渡，尽量不采用直角或尖角。
（4）对芯片和MOS开关管安装去耦电容，其位置尽可能地靠近并联在器件的电源和接地管脚。
（5）由于接地导线存在Ldi/dt，PCB板和机壳间接地采用铜柱连接，对不适合用铜柱连接的采用较粗的导线，并就近接地。
（6）在开关管以及输出整流二极管两端加RC吸收电路，吸收浪涌电压。
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开关电源PCB设计原则及走线技巧
中心议题： 开关电源印制板布线原则 开关电源印制板铜皮走线的一些事项 开关电源印制板大电流走线的处理 反激电源反射电压的一个确定因素
解决方案： 铝基板在开关电源中的应用 多层印制板在开关电源电路中的应用
一、引言
开关电源是一种电压转换电路，主要的工作内容是升压和降压，广泛应用于现代电子产品。因为开关三极管总是工作在 “开” 和“关” 的状态，所以叫开关电源。开关电源实质就是一个振荡电路，这种转换电能的方式，不仅应用在电源电路，在其它的电路应用也很普遍，如液晶显示器的背光电路、日光灯等。开关电源与变压器相比具有效率高、稳性好、体积小等优点，缺点是功率相对较小，而且会对电路产生高频干扰，变压器反馈式振荡电路，能产生有规律的脉冲电流或电压的电路叫振荡电路，变压器反馈式振荡电路就是能满足这种条件的电路。
开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，在下文中，非特别说明，均指隔离电源。隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正 激。半桥、桥式电路都属于正激电路。
正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。
反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。
反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要 使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状 态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。
脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接 近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。
输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解 电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。
二、印制板布线的一些原则
印制板设计时，要考虑到干扰对系统的影响，将电路的模拟部分和数字部分的电路严格分开，对核心电路重点防护，将系统地线环绕，并布线尽可能粗，电源增加滤波电路，采用DC-DC隔离，信号采用光电隔离，设计隔离电源，分析容易产生干扰的部分（如时钟电路、通讯电路等）和容易被干扰的部分（如模拟采样电路等），对这两种类型的电路分别采取措施。对于干扰元件采取抑制措施，对敏感元件采取隔离和保护措施，并且将它们在空间和电气上拉开距离。在板级设计时，还要注意元器件放置要远离印制板边沿，这对防护空气放电是有利的。样电路的原理图设计参见
图1
图1 原理图
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新型的并联开关电源的均流方法
中心议题：
- 新的电流采样方法
- 基于新的电流采样方法的均流原理
- 常用均流方法的分析比较 新的均流方案
解决方案：对各路RC网络C上电压进行均压
在大功率DC／DC开关电源中，为了获得更大的功率，特别是为了得到大电流时，经常采用N个单元并联的方法。多个单元并联具有高可靠性，并能实现电路模块标准化等优点。然而在并联中遇到的主要问题就是电流不均，特别在加重负载时，会引起较为严重的后果。普通的均流方法是采取独立的PWM控制器的各个模块，通过电流采样反馈到PWM控制器的引脚FB或者引脚COMP，即反馈运放的输入或者输出脚来凋节输出电压，从而达到均流的目的。显然，电流采样是一个关键问题：用电阻采样，损耗比较大，电流放大后畸变比较大；用电流传感器成本高；用电流互感器采样不是很方便，同时会使电流失真。本文提出了一种新型的、方便的、无损的电流采样方法，并在这种电流检测方法的基础上实现了并联系统的均流。
1 一种新的电流采样方法
如前所述，在均流系统中一些传统的电流采样力法都或多或少有些缺点。而本文提出的这种新的电流采样力法，既简单方便，又没有损耗。
下面以图1所示的Buck电路为例，说明这种新的电流检测方法的原理和应用。
图1 简单电流检测电路
电流检测电路由一个简单的RC网络组成，没流过L的电流为iL，流过C的电流为ic，L两端的电压为vL，输出电压为vo上电压为vc，则有
vL＋iLR1＋vo=vc＋iCR (1)
对式(1)在一个开关周期求平均值得
VL＋ILR1＋Vo=VC＋ICR (2)
式中：VL是电感上的电压在一个开关周期的平均值，显然VL=0；Vo为输出电压平均值；IL电感电流平均值，等于负载电流ILoad；Ic是电容在一个开关周期内充放电电流的平均值，显然Ic=0；R1为电感的等效串联电阻(ESR)。
于是式(2)可化为
ILR1＋Vo=VC (3)
IL="ILoad"=(VC－Vo)/R1 (4)
所以，要检测负载电流及电感电流的大小，只要检测RC网络电容上的电压的大小就行了，这种方法可以很方便、简易、没有损耗地对电流进行采样。
2 基于新的电流采样方法的均流原理
以两路并联Buck电路为例，如图2所示。
图2 用RC网络简易检测电流
由式(3)知，
VC1=IL1R1＋Vo
VC2=IL2R2＋Vo
式中：Vc1、Vc2分别为C1和C2上电压的平均值；IL1、IL2分别是L-和L2流过电流的平均值，亦即两路输出电流平均值；R1及R2是滤波电感的等效串联电阻，当在工艺上设计并联电源每路输出电感基本上一样时，可以认为R1=R2。因此，要控制两路电流均流，即要求IL1=IL2，于是，只要控制Vc1=Vc2就行了。所以，电容C1及C2上的电压Vc1和Vc2可以代表两路电流IL1及IL2大小，可用来进行均流控制。
这样，便可得到如图3所示的控制框图，
图3 两路Buck并联均流系统框图
3 常用均流方法的分析比较
开关电源并联系统常用的均流方法有以下几种。
输出阻抗法：即Droop(下垂，倾斜)法，调节开关变换器的外特性倾斜度(即调节输出阻抗)，以达到并联模块接近均流的日的。这种方法是一种简单的大致均流的方法，精度比较低。
主从法：适用于电流型控制的并联开关电源系统中。这种均流系统中有电压控制和电流控制，形成双闭环控制系统。这种方法要求每个模块问有通讯，所以使系统复杂化，并且当主模块失效时，整个电源系统便不能工作。
平均值均流法：每个并联模块的电流放大器输出端接一个相同的电阻到一条公共母线上，形成平均值母线。当某模块电压比母线电压高时，输出电压下降，反之亦然。
最大值均流法：和平均值均流法相似，区别只是每路电流通过一个二极管连到一条公共母线上。这种方法其实质是一种“民主均流”方法，电流最大的那个模块自动成为主模块，其他模块为从模块，从而“自动主从控制”。
平均值均流和最大值均流法的均流母线断开或者开路都不会影响各个电源模块独立工作，并且是自动均流方法，均流精度比较高。
图4为常见均流方法的原理图。如果均流母线是并联模块电流的平均值，则是平均值均流法；如果是并联模块电流的最大值，则是最大值均流法；如果均流母线是并联模块中的主模块的电流，则就是主从均流法。但是，在这些均流方法中，每个模块都需要有一套独立的PWM控制环。
图4 常用的均流方法
4 新的均流方案
本文提出的方案是基于前所述的每路加一个简单的RC网络检测其分配的电流大小。电容C两端的电压平均值就可以表征这路模块的电流大小，所以，对系统进行均流控制就是对各路RC网络C上电压进行均压。其均流原理图如图5所示。
图5 并联两路Buck电路的均流系统
图5中Vbus为均流母线电压；Vref为输出电压参考值；Vs为输出电压的采样值。
其工作原理和过程如下：
通过检测RC网络中C两端的电压，作为电流信号，几路电流信号(本例只有两路)通过一个相同的电阻就得到了平均值均流母线，平均值均流母线电压值与负载有关，表征负载电流的大小。然后将每路采样来的电流信号与母线电压比较，得到误差信号，去修正输出电压参考信号，从而对PWM控制器的占空比输出进行微调，达到均流和稳压的目的。
5 实测结果
样机是一台DC5V输入，2V／40A输出的4路Buck并联的开关电源，工作频率为200 kHz，带上满载进行测量每一路电流输出，均流效果好，误差在2％以下，电源输出稳定。当输出电流越大，即大功率并联的电源系统中，均流效果越好。
6 结语
本文通过对常用的电流检测方法与均流控制的分析研究，提出了用一个RC网络检测电源输出电流的方法，并在这种电流检测方法的基础上给出了一种简单的并联系统均流的方案。这种方案使电流检测很方便，能高效率、低成本、简单、方便地实现并联系统的均流。
开关电源传导EMI预测方法研究
中心议题：开关电源EMI特点、分类及仿真分析 开关电源EMI的频域预测 降低开关电源EMI的设计方法及策略
解决方案：基于频域方法的SMPS等效电路模型 降低开关电源EMI的设计
本文针对开关电源设计阶段应考虑的EMC问题，介绍了PCB及其结构寄生参数提取和频域仿真的方法，在开关电源设计阶段对其传导EMI进行预测，定位开关电源传导EMI传播路径的影响因素，在此基础上给出开关电源PCB及其结构设计的基本原则。对开关电源EMI预测过程中需要注意的问题以及降低开关电源传导EMI的方法策略进行了分析和总结。
1 引言
随着开关频率的提高以及功率密度的增加，开关电源内部的电磁环境越来越复杂，其电磁兼容问题成为电源设计中的一大重点，同时也成为电源设计工作的一大难点。常规设计方法中，依靠经验设计处理EMC问题，样机建立完毕之后才能对EMC问题做最后的考虑。传统的EMC的补救办法只能增加额外的元器件，而增加元件有可能影响原始的控制环带宽，造成重新设计整个系统的最坏情况，增加了设计成本。为了避免出现这样的情况，需要在设计过程中考虑EMC的问题，对开关电源的EMI进行一定精度的分析和预测，并根据干扰产生的机理及其在各频带的分布情况改进设计，降低EMI水平，从而降低设计成本。
2 开关电源EMI特点及分类
对开关电源传导电磁干扰进行预测，首先需要明确其产生机理以及噪声源的各项特性。由于功率开关管的高速开关动作，其电压和电流变化率都很高，上升沿和下降沿包含了丰富的高次谐波，所以产生的电磁干扰强度大；开关电源的电磁干扰主要集中在二极管、功率开关器件以及与其相连的散热器和高频变压器附近；由于开关管的开关频率从几十kHz到几MHz，所以开关电源的干扰形式主要是传导干扰和近场干扰。其中，传导干扰会通过噪声传播路径注入电网，干扰接入电网的其他设备。
开关电源传导干扰分为2大类。
1）差模（DM）干扰。DM 噪声主要由di/dt引起，通过寄生电感，电阻在火线和零线之间的回路中传播，在两根线之间产生电流Idm，不与地线构成回路。
2）共模（CM）干扰。CM 噪声主要由dv/dt引起，通过PCB的杂散电容在两条电源线与地的回路中传播，干扰侵入线路和地之间，干扰电流在两条线上各流过二分之一，以地为公共回路；在实际电路中由于线路阻抗不平衡，使共模信号干扰会转化为不易消除的串扰干扰。
3 开关电源EMI的仿真分析
从理论上来讲，无论是时域仿真还是频域仿真，只要建立了合理的分析模型，其仿真结果都能正确反映系统的EMI量化程度。
时域仿真方法需要建立变换器中包含所有元件参数的电路模型，利用PSPICE或Saber软件进行仿真分析，使用快速傅里叶分析工具得到EMI的频谱波形，这种方法在DM 噪声的分析中已经得到了验证。然而开关电源中的非线性元件如MOSFET，IGBT 等半导体器件，其非线性特性和杂散参数使模型非常复杂，同时开关电源电路工作时其电路拓扑结构不断改变，导致了仿真中出现不收敛的问题。在研究CM 噪声时，必须包含所有的寄生元件参数，由于寄生参数的影响，FFT结果和实验结果很难吻合；开关功率变换器通常工作在很大的时间常数范围内，主要包括3组时间常数：与输出端的基本频率有关的时间常数（几十ms）；与开关元件的开关频率有关的时间常数（几十μｓ）；与开关元件导通或关断时的上升时间和下降时间有关的时间常数（几ns）。
正因如此，在时域仿真中，必须使用非常小的计算步长，并且需要用很长时间才能完成计算；另外，时域方法得到的结果往往不能清晰地分析电路中各个变量对干扰的影响，不能深层解释开关电源的EMI行为，而且缺乏对EMI机理的判断，不能为降低EMI给出明确的解决方案。
频域仿真是基于噪声源和传播途径阻抗模型基础上的分析方法。利用LISN为噪声源提供标准负载阻抗。如图1所示，从LISN看过去，整个系统可以简化成噪声源、噪声路径和噪声接收器（LISN）。频域方法可以大大降低仿真计算的时间，一般不会出现计算结果不收敛的情况。
图1 噪声源与传播路径概念
图1中，噪声路径包括PCB传导、耦合路径，散热片电容耦合路径，变压器耦合路径等。
4 基于频域方法的SMPS等效电路模型
对开关电源进行频域仿真，首先要建立开关电源的频域仿真模型。开关电源EMI频域预测的重点是对噪声路径的建模，其中包括：无源器件的高频模型；PCB及结构寄生参数的抽取。
在考虑无源器件、PCB及结构寄生参数的基础上，建立开关电源集中参数的电路模型，可以通过计算或仿真得到该电路的阻抗，谐振点等，从而为降低EMI提供有力的依据。
由于差模噪声和共模噪声的传播路径不同，有必要对DM 传播路径和CM 传播路径分别建模。这样可以更好地分析各种干扰的特点，而且还可以为设计滤波器提供有力的依据。
4.1 噪声源的模型建立
由于需要分别对DM 噪声和CM 噪声进行分析，所以对DM 噪声源和CM 噪声源也需要分别建模。M.Nave提出使用电流源作为DM 噪声源，使用电压源作为CM 噪声源的方法，就是因为DM 噪声主要由di/dt引起，而CM 噪声则主要由dv/dt引起。在此基础上对CM 噪声源进行改进，考虑了电压过冲和下冲，并且在线路阻抗近似平衡的情况下，利用DM 电流源和一个电压源来表示CM 噪声源（如图2所示）。
图2 共模噪声源的表示
文献基本都是用梯形波来表示噪声源的，但实际中并不是每个电路中的开关器件的波形都能很好地用梯形波近似，图3所示即为一个反激电源开关管的电流电压波形，除了梯形波之外，还有电流尖峰，电压过冲和下冲等分量，会导致噪声源的频谱与梯形波有一定的不同。所以不能盲目地使用梯形波来表征噪声源，而是需要对电路进行分析或者仿真，从而得到开关器件的电流或电压波形，基于此波形再对噪声源进行建模，这样才能更精确地反映开关电源的电磁干扰。
图3 某反激电源开关管的电流电压波形
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4.2 无源器件的高频模型
在EMI的频率范围内，常用的无源器件都不能再被认为是理想的，他们的寄生参数严重影响着其高频特性。
在各种无源器件中，电阻、电感和电容的高频等效寄生参数可以用高频阻抗分析仪测得。表1所示为各种无源器件的理想模型和高频等效模型。
表1 电阻、电容、电感及变压器的高频等效模型
对于高频变压器，提出可以使用有限元分析方法和实验测量法求取，从而可以得到漏感、原副边自电容和原副边互电容这些引起电路震荡、增加传导EMI的主要参数。使用ansoft公司的Maxwell仿真软件，可以通过输入变压器的绕组和磁芯的几何尺寸与电磁参数，利用有限元分析的方法得到各寄生参数。实验测量法的总体思路就是在所建立模型的基础上，推导出变压器在不同工作状态下的阻抗特性（如原副边绕组开路，短路的不同组合）方程，然后测量这些状态下的阻抗，从而得到漏感和寄生电容。
4.3 PCB及结构寄生参数的提取
除了元器件选取、电路及其结构设计，PCB的布局、布线设计、线路板加工对电磁兼容会造成很大影响，是一个非常重要的设计环节。由于开关电源的PCB布线基本上都是依据经验手工布置，有很大的随意性，这就增加了PCB分布参数提取的难度。PCB的寄生参数会造成开关电源噪声传播途径的阻抗变化，影响控制器对开关电源输出电压电流的控制作用。PCB的布局不合理还会形成开关电源向外辐射电磁干扰的途径，同时也会通过该途径吸收外界电磁干扰，从而降低开关电源的电磁干扰抗扰度。所以PCB的布局布线是开关电源EMC设计中极为重要的环节。
对于传导干扰，寄生参数的提取精确度是通过仿真有效预测EMI水平的关键。尽管对于结构简单的元件来说，寄生参数是很容易计算的，但是对于复杂结构中的元件来说，并不是那么容易就能得到寄生参数，例如多层板和直流母线的寄生参数。
为了建立开关电源PCB的高频模型，需要对PCB的结构寄生参数进行抽取。提取PCB寄生参数的方法有很多，其中TDR（时域反射）方法可以在不知道实际几何形状的情况下对寄生电感和寄生电容进行提取，但是TDR（时域反射）方法需要时域反射仪，用于样机建成后，这就使开发成本大大增加，而且TDR方法不能寻找到复杂结构中的耦合效应；然而FEA（有限元分析）方法则可以克服这一缺点，用于样机建成前。利用FEA工具可以准确地得到PCB的寄生参数，并能考虑复杂几何结构的耦合情况。
有很多对PCB结构进行寄生参数抽取软件，如InCa,SIwave,Q3D 等，分别用不同的方法对PCB的寄生参数进行计算和提取，如部分元等效电路方法、有限元分析方法、有限元分析方法和矩量法结合的方法等。其中InCa软件只能计算分布电感，不适合计算分布电容，不宜处理共模干扰的仿真分析；SIwave软件提取出来的是电路的Ｓ参数，不能清晰地反映PCB中的耦合情况及其对开关电源EMI的影响；Q3D 软件利用FEA 和MOM结合的方法求解电磁场，可以得到PEEC部分元等效电路，也可以得到PCB上各导体的互感互容，可以清晰地分析各种情况下PCB结构对开关电源EMI的影响。
J.Ekman提出了基于寄生参数矩阵的等效电路的建立方法，即把所有互感、互容等效成受控的电压源，与自感、自容连接（相当于把所有互感、互容对电路的影响等效到受控电压源上），从而建立等效电路模型。图4所示为任意两个节点间的等效电路模型。
图4 任意两节点间的等效电路模型
图4中：
式中：Lpmn为m和n两导线间的互感。
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00虽然这样可以提高仿真的准确性，但是加大了分析的计算量，可以通过忽略一些对结果影响不是很大的互感、互容，减少计算量。
散热片与开关管之间会有电容效应，噪声可以通过该效应在电路和地之间进行传播。
还有其他的在空间通过电感或电容耦合传到接收器的噪声，不可以忽略。
模型建立之后，就可以使用仿真软件对开关电源EMI进行仿真，得到开关电源传导EMI的频谱波形，通过分析波形可以定位开关电源EMI的问题所在，进而通过解决该问题而降低EMI。
5 降低EMI的设计方法及策略
降低开关电源EMI，需要从噪声源和传播路径入手。首先，对于噪声源，可以通过加吸收电路，减小di/dt和dv/dt来降低其EMI水平，但是这样一来，开关电源的效率将会受到影响，需要对这两者进行一定的取舍。
然后是对传播路径进行改进。改进的目的是要使传播路径对于干扰的阻抗增大，阻断其向接收器的传播，而对于电网提供的功率，阻抗要小，从而增加开关电源的工作效率。
选取元件时需要尽量选取寄生参数影响小的元件，比如电容的ESR和ESL要尽量小，电感的寄生电容要小等。在PCB以及散热片的位置等设计过程中，也要尽可能增大对干扰传播路径的阻抗，使噪声尽可能少的通过PCB路径传导到接收器。
如果以上所有降低EMI的措施都完成了还没有达到EMC的标准，就可以根据前面仿真分析得到的差模和共模干扰的波形对滤波器进行设计。在设计滤波器的时候，也同样要注意元件的布局，还有PCB寄生参数对滤波器阻抗的影响，其本质也是增大对干扰的阻抗，使干扰无法通过传播路径。开关电源设计流程如图5所示。
图5 开关电源设计流程
6 结论
综上所述，目前对于开关电源传导干扰的预测方法有时域方法和频域方法两种，由于时域方法需要使用很小的计算步长，需要花费很长的计算时间，容易出现仿真结果不收敛的问题。同时，时域仿真得到的结果往往不能清晰地分析电路中各个变量对干扰的影响。而频域仿真物理意义清晰，更容易判断各参数对EMI的影响，能够为降低EMI提供有力依据，关键问题是建立合理的干扰源和传播途径的频域模型。
对于PCB寄生参数的提取，有很多软件，这些软件适合的领域不尽相同，可以根据任务需求进行选择。
对于高频等效电路模型，可以通过电路分析的方法忽略一些对EMI影响很小的互感、互容等因素，既减少计算量，又不会降低过多的计算精度。
降低EMI的主要方法就是使传播路径对电磁干扰的阻抗增大，使电磁干扰尽可能少的通过传播路径，对于滤波器设计可以分别根据DM 噪声和CM 噪声的仿真结果进行设计，并且需要特别注意滤波器的元件布局，好的布局能够更好地抑制噪声的传播。
2.5W小功率RCC开关电源制作
中心议题： 讨论2.5W小功率RCC开关电源制作
解决方案： 采用脉冲变压器T的绕制 对元件数据进行合理调整
市售便携式CD/VCD机的交流适配器电路如附图所示。该适配器标称输出为5V、500mA，体积为7×4×1.8cm，重量约180g，其功率体积比明显优于普通工频变压器适配器。在市电220v输入时测试其输出电压在空载和VCD机正常播放时约为5.2V，无明显变动。该适配器随机售出无图纸，印刷板无元器件编号，图中元器件数值为笔者实测，电路系根据实物绘出。虽然电源的Q16、Q17标识已被砂纸打去，但根据电路结构和管子体积形状可以推断Q16为MJE13003、Q17为8050。
该适配器不同于一般脉宽调制开关电源。Q16为开关管，R84为起动电阻，R83、C15为正反馈RC元件。D5为C15的放电通路。Q17为脉冲控制管，其基极R82的电压降组成开关管Q16的过流保护电路，R81、C12作为隔离电路.以防止输入Q17的稳压控制信号被R82所短路。光耦器IC1和Q17又构成振荡抑制型(又称RCC型)稳压控制电路.RCC的特殊之处是通过抑制自激振荡的过程改变开关管导通/截止的占空比稳定输出电压，而不是控制每个振荡周期正程的脉宽。
当接通市电Q16启动以后，Q16的导通电流在脉冲变压器中存储磁能，随正反馈过程C15充电电流逐渐减小开关管进入截止区，T释放磁能，L4产生感应电压经D7向C30充电，经过几个振荡周期后，C30充电电压升高到5V以上，该输出电压经R17，光耦器发光二极管使稳压管D8击穿，光耦器初次级同时导通，使T的L2由D6整流的输出电压加到Q17的基极，Q17饱和导通，开关管Q16停振。此时C30向负载电路放电，当C30放电电压低于5V时稳压管D8截止，Q17随即截止，开关管Q16又开始振荡重复上述过程。其结果通过振荡一抑制过程保持输出电压的稳定。
此稳压过程不同于脉宽调制之处是，Q17并非对Q16的每个振荡周期导通时间进行控制，只要C30的充电电压未达到D8设定值Q17并不动作，因此称RCC方式为非周期性开关电源。此种稳压方式除Q16的振荡形成输出纹波以外，还有Q16振荡被抑制产生的频率较低的纹波，所以在输出端需接入L10(82uH)C32组成的滤波电路。RCC的电路简单，还具有负载电流自动调控功能，属50W以下小型开关电路的优选电路。作为便携电器交流适配器的最方便之处是万一空载也不损坏电源，空载时C30放电过程延长只通过R4有50mA的放电电流，Q16处于占空比极小的振荡状态功耗也极小。
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00制作RCC型电源关键是脉冲变压器T的绕制。无论何种开关电源脉冲变压器的计算是极繁琐又极不准确的，对业余制作者来说通过估算，实验调整来确定比较实际。即使是估算也涉及磁芯材料，结构的影响，限于目前市场产品参数的离散性，业余者也难以确定，此处只列出部分计算结果供参考。小功率开关电源脉冲变压器制作参数(绕组功能参考附图)如附表所示。
注：用于220V市电输入整流滤波供电。自激振荡频率约为22～24kHz。初级电感量可调整气隙达到上述值。
元件数据的调整合理可以弥补脉冲变压器参数的误差，本文将装配过程中失误(T相位接反，元件不合格，装配中开路，短路等)造成无输出的故障检查省略，谈元件的选配调试。装配无误将电源经25W灯泡接入市电，同时在输出端接入25Ω、2W的假负载电阻，输出端应有电压，随即在3.3～4.5V之间更换D8，可使输出电压为5V±0.2V。调整中出现故障和元件数值的关系如下。
无输出电压，说明电源未起振，如果脉冲变压器相位无误，试将R84换成270kΩ/0.5W的电阻，若仍无输出，则Q16的β值过低，换成β大于40的开关管。
输出电压始终偏低，更换D8无效，为正反馈量过低。焊去外加25Ω假负载电压升高可证明。原因是T的L2匝数偏少，漏感过大，可试将R83减小为160Ω、120Ω…68Ω、32Ω。如改进不大，则重绕L2，适当增加匝数。R83减小限度以电压开始升高为限，若阻值过小将增大开关管损耗。
输出电压偏高，若D8改用3.1V仍输出5.5v以上电压，可能原因是Q17饱和压降过大，要选择饱和压降小的8050。若光耦器发光管正向压降超过2V，可用PLC817试之。
电源发出“吱”叫声，首先将C15改用4700pF、6800pF涤纶电容，C12改用0.47uF无极性电容，如仍有叫声为T的L1电感量偏大，试将磁芯空气隙增大为0.2～0.3mm，方法是在芯柱接口垫入相同直径的漆包线压紧、粘牢。
开关电源脉冲变压器当用于单端电路时，必须留有气隙，对新型圆柱形芯柱的磁芯，制作中已予留1mm左右气隙。E1型磁芯可在两侧旁柱端面用0.6mm漆包线隔开。调整气隙可微调初级电感，无论功率大小单端开关电源不能不留气隙通电，
一旦磁芯吸牢形成磁通饱和就会产生极大噪声，同时损坏开关管。
附图电路最大输出功率为20W，按附表数据绕制脉冲变压器。将原图Q16改用BUT11A，R82改为0.5Ω电阻，C11改用68～100uF/400V电解电容。
开关电源中斜坡补偿电路的分析与设计
中心议题：
开关电源电流模式的原理分析 开关电源电流模式的缺点 开关电源斜坡补偿的原理分析
1.引言
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管的导通和关断的时间比率，维持输出电压稳定的一种电源，它和线性电源相比，具有效率高、功率密度高、可以实现和输人电网的电气隔离等优点，被誉为离效节能电源M目前开关电源已经应用到了各个领域，尤其在大功率应用的场合，开关电源具有明显的优势。
开关电源一般由脉冲宽度控制(PWM)IC、功率开关管、整流二极管和LC滤波电路构成。在中小功率开关电源中，功率开关管可以集成在PWM控制IC内。开关电源按反馈方式分为电压模式和电流模式。电流模式开关电源因其突出的优点而得到了快速的发展和广泛的应用。但是电流模式的结构决定了它存在两个缺点:恒定峰值电流而非恒定平均电流引起的系统开环不稳定:占空比大于50%时系统的开环不稳定。
本文旨在从原理上分析传统电流模式的缺陷及改进方案，之后分析一个实用的斜坡补偿电路。
2.电流模式的原理分析
开关电源可以有很多种结构，但原理基本相似。图1是电流模式降压斩波fg(Buck)开关电源的原理图。它和电压模式的主要区别是增加了电流采样电阻R3和电流放大器IA. R3的阻值一般很小，以避免大的功耗。功率管Ql在每个周期开始的时候开启并维持一段时间Ton，通过滤波电感Lo对滤波电容C。充电、同时向负载提供电流，此时Lo上电流随时间的变化率为
电感电流到达一定值后功率管关断，二极管D1起续流和钳位作用。设DI的导通压降为VZ，则此时
RI和R2分压后和Vπf 比较并放大，变为信号VEA；同时R3两端的压降经IA放大后变为信号VIA，当VIA高于VEA时，相关控制电路将控制功率管关断，从而达到调节占空比的目的。通过实时地调节占空比，输出电压可以稳定在一个预先设定的值。上述工作过程的波形如图2,实线表示连续工作模式，虚线表示不连续工作模式，其中Clock表示时钟信号，VEA表示EA的输出，VIA表示IA的输出，IQ1是功率管的电流，ID1是二极管电流
电流模式由于采用了电压一电流双环控制显著改善了开关电源的性能，主要表现在：
① 根本消除了Push-pull开关电源存在的磁通量失恒问题磁通量失恒会减弱电感的承压能力，导致功率管电流不断增大并最终烧毁。电流模式在每个周期都限定功率管峰值电流，能彻底杜绝磁通量失恒.
② 电压调整率显著减小。当输人电压波动时图1中的电流检测电阻R3会立即检测到峰值电流的变化，快速调整占空比，使输出电压稳定
③ 简化了反馈电路的设计LC滤波电路在频率达到共鸣频率
后，相移会接近最大值180°，输人到输出的增益会随着频率的升高而迅速减小，这就增加了开关电源反馈电路设计的复杂程度在电流模式中，滤波电感的小信号阻抗几乎为零，这样就只能产生最大90,相移，增益随频率升高而下降的速度也减小为实际LC滤波电路的一半。因此反馈电路的设计可以大幅简化
④ 改善了负载调整率。在电流模式中，误差放大器的带宽更大，因而负载调整率更好。
3.电流模式的缺点
3.1恒定峰值电流引起的电感平均电流不恒定
电流模式的实质是使电感平均电流跟随误差放大器输出电压VEA设定的值，即可用一个恒流源来代替电感，使整个系统由二阶降为一阶。但在常用的峰值电流模式中，不同的占空比会导致不同的电感平均电流。这可以由平均电流的计算式看出:
其中Ip是峰值电流，dl是峰值电流和最小值的差值，T是时钟周期，ton和toff分别为功率管开启时间和关断时间
如图3所示，当由于某种原因使输人电压从Vdc1变化到Vdc2，电感电流的上升沿斜率将会变化（Vdc2-Vdc1）/Lo而下降沿斜率不变.占空比将从Dl变为D2，电感电流的平均值从Iav1变化到Iav2，这往往会导致输出电压在一段时间内振荡
3.2 电感扰动电流引起的输出振荡
在输入电压不变的条件下，当由于某种外部原因使电感上的电流在一个下降沿结束时发生小的扰动AI，因为电流的上升沿和下降沿的斜率以及峰值电流都不变，所以在下一个周期结束后，这个扰动电流将被放大为
其中dt为发生扰动后导通时间的变化值，m1和m2分别为上升斜率和下降斜率。
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30从( 2)式可以看出，当占空比小于50%时，m2<m1，△I''''''''''''''''<△I，即一个周期后扰动电流减弱。但是当占空比大于50%时，m2>m1，△I''''''''''''''''>△I，即一个周期后扰动电流增强，如图4所示。这同样也会引起输出电压在一段时间内的振荡
4.斜坡补偿的原理分析
前面分析的两个不稳定情况实际上都是因为占空比改变引起了电感平均电流的变化，最终导致输出电压在一段时间内振荡，尤其当占空比大于50%时更加严重。如果能使系统在占空比足够大的时候才发生上述不稳定现象，就相当于解决了这两个问题。设图1中电阻R3上的压降为Vs，可以尝试在Vs上叠加一个斜率为m，且在时钟周期起点处等于零的电压，则经IA放大后相当于在信号VIA上叠加了一个斜率为Avm的电压。再设电感上有扰动电流AI，经IA放大为AvAI。由图5可以证明，经过一个周期后这个扰动电流的值变为
把m1D=m2（1-D）代入（3）式得
要使扰动电流在第一个周期就减弱，必须要有
（5）式表明，在斜坡补偿前，占空比达到50%后系统就开始不稳定，斜坡补偿之后，只要补偿斜率m满足式（5）的关系，系统始终是稳定的。
由此可见，只要能确定电感电流下降沿的斜率m2和占空比D，就有可能设计出合适的斜坡补偿电路，解决峰值电流控制型开关的输出振荡问题。
4.1 实际的斜坡补偿电路分析
在电流模式PWM IC内部集成斜坡补偿电路要比理论分析复杂得多，因为在不同应用情况下，(5)式中的m2和D也会不同，所以很难对所有可能的情况作最好的补偿。由( 5)式 可以看出，开关电源稳定工作时占空比D和电感电流下降沿斜率m2越大，那么它所需的斜坡补偿的量也就越大。在连续工作模式中，D和m2都是由电路结构决定的。而在不连续工作模式中，D是随负载变化的量，m2是由电路结构决定的。根据这个原理可以设计一个补偿量随占空比增大而增大，并且能够适合一定范围的m的斜坡补偿电路，如图6。其中Vcc是较稳定的电压，约为2.3V,Vosc是PWM内部振荡器输出的锯齿波，最小值和最大值分别为0.6V和1.7V, Vdrv是功率管的栅极控制信号，Iout是斜坡补偿电流，输出到电流采样电阻(如图1中的R3)的正端，从而在采样电阻上叠加了一个电压降，达到斜坡补偿的目的。
钳位二极管DI、D2，分压电阻网络RI,R 2.R 3和R4共同决定了Q5, Q6和Q7的开启点当一个时钟周期开始时，Vdrv由低变高，Q1管导通，同时Vosc从最小值开始以一定的斜率上升Q4、Q5, Q6和Q7先后开启，这四个晶体管集电极电流的总和被由Q2, Q3, R9. R10构成的比例电流镜镜像后输出到Iout。
设NPN晶体管的开启阂值为VTn,D l和D2的正向导通压降都为VD, Ql的C-E结压降近似为零，则通过两个二极管的电流为
因此Q4, Q5. Q6. Q7的开启点分别为
其中Ib0、IQ50是Q6开启时的二极管和Q5的电流，Ib1、IQ51、IQ60是Q7开启时的二极管、Q5和Q6的电流。
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30Q2 的集电极电流为上述四个晶体管的集电极电流总和：
因为 Q4 ,Q5,Q 6和Q7是先后开启的，所以补偿电流在时间轴上的斜率dlout/dt将随着Vosc的增大而增大，即斜坡补偿的量随占空比增大而增大。
功率管的导通时间结束时，Vdrv由高变低，Ql关断，Iout随即降为零。这样可以减少不必要的系统功耗。
考虑不同应用情况下m2的变化范围，计算(5)式就可以确定m随D变化的曲线，再根据电流放大器IA的增益和振荡器锯齿波斜率计算可得各元件的尺寸。
图7是在选取了元件尺寸后计算机仿真波形。其中Vosc是理想化的锯齿波，Iout是输出的补偿电流，IQ4、IQ5、IQ6、 IQ7分别是Q4, Q5, Q6和Q7的漏极电流，可以看到，为了在占空比小于50%的时候系统更加稳定，Q4在每个周期开始时就已经开启，但是电流的斜率较小。随着Vosc以恒定的斜率上升，将先后在t1, t2, t3时达到Q5, Q6和07的开启点。设Q4, Q5, Q6, Q7开启后的电流斜率分别为m4, m5, m6和m7，
设电流采样电阻的阻值为RS，那么叠加在该电阻上压降的斜率为：
5.结论
本文分析了传统电流模式开关电源的工作原理及其优劣，从原理上解释了电流模式在占空比大于50%后输出不稳定的问题和解决的方法。在此基础上本文分析了一个实用的斜坡补偿电路结构并详细分析了其工作过程。通过HSPICE的仿真分析，得到了预期的结果，证明了该电路的可行性。
开关电源电磁骚扰抑制
中心议题：开关电路电磁骚扰（EMD）的产生及传播途经 开关电路电磁骚扰的抑制
解决方案：选择合适的开关电源电路拓扑及工作频率 选择合适的电路元器件 增加无源缓冲电路 一次整流电路中加功率因数校正(PFC）网络 增加滤波网络 接地
本文讲述了开关电路电磁骚扰（EMD）的产生及传播途经，重点介绍抑制开关电路电磁骚扰的措施和方法，包括选择合适的开关电源电路拓扑及工作频率、选择合适的电路元器件、增加无源缓冲电路、一次整流电路中加功率因数校正(PFC）网络、增加滤波网络、接地等，这些措施和方法能明显减小开关电路的骚扰。
随着现代科学技术的发展，开关电源被广泛应用于各种电子设备或系统之中。开关电源性能的好坏，直接影响设备或系统的正常运行。开关电路是开关电源的核心，开关电路在高频下的通、断过程产生大幅度的电压跳变，即产生的dv/dt具有较大幅度的脉冲，频带较宽且谐波丰富，是开关电源电磁骚扰的主要因素。抑制开关电路的电磁骚扰已成为提高开关电源性能的主要途经。
1 开关电路电磁骚扰（EMD）的产生及传播途经
开关电源主要由一次整流电路、开关电路、二次整流电路、反馈触发控制电路组成。开关电路是开关电源的核心，主要由功率开关管S和高频变压器(L1及 L2)组成，如图1所示。
1.1 开关电路产生电磁骚扰的原因
功率开关管S的负载为高频变压器初级线圈L1，是感性负载。在S导通瞬间，L1产生很大的涌流，并在其两端出现较高的浪涌尖峰电压；在S断开瞬间，由于L1的漏磁通，致使一部分能量没有从L1传输到二次线圈L2，储藏在漏感中的这部分能量将和漏极电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡，叠加在关断电压上，形成关断电压尖峰，这种电压会产生与L1接通时一样的磁化冲击电流瞬变，这个噪声会传导到输入输出端，形成传导骚扰，重者有可能击穿开关管及该电路中其它元器件。
L1，S和滤波电容C1构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射，形成辐射骚扰。如果电容C1滤波容量不足或高频特性不好，电容上的高频阻抗会使高频电流以差模方式传导到交流电源中形成传导骚扰。
1.2 电磁骚扰的传播途经
开关电源中的电磁骚扰对外表现为传导干扰和辐射干扰。传导干扰可分为共模（CommonMode——CM）干扰和差模（DifferentialMode——DM）干扰。由于开关电路寄生参数的存在以及开关器件的高频开通与关断，使得开关电源在其输入端（即交流电网侧）产生较大的共模干扰和差模干扰。
共模干扰的特点是干扰的大小和方向一致，存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间。共模干扰也称为纵模干扰、不对称干扰或接地干扰。是载流体与大地之间的干扰。
开关电路在高频情况下，由于dv/dt很高，激发变压器线圈间、以及开关管与散热片间的寄生电容，从而产生了共模干扰。如图1中的虚线所示，共模干扰电流从具有高dv/dt的开关管S出发经过分布电容Ci流经接地散热片和地线，再由高频LISN网络（由两个50Ω电阻等效）流回输入线路。
差模干扰的特点是大小相等，方向相反，存在于电源相线与中线及相线与相线之间。差模干扰也称为常模干扰、横模干扰或对称干扰。是施加于载流体之间的干扰。
开关电路中的电流在高频情况下作开关变化，从而在输入、输出的滤波电容上产生很高的di/dt，即在滤波电容的等效电感或阻抗上感应了干扰电压。这时就会产生差模干扰，如图1中的实线所示。故选用高质量的滤波电容（等效电感或阻抗很低）可以降低差模干扰。
共模干扰说明干扰是由辐射或串扰耦合到电路中的，而差模干扰则说明干扰源于同一条电源电路的。通常这两种干扰是同时存在的，由于线路阻抗的不平衡，两种干扰在传输中还会相互转化，情况十分复杂。
2 开关电路电磁骚扰的抑制
2.1 选择合适的开关电源电路拓扑及工作频率
开关电源的工作频率与其产生的骚扰强度密切相关。低的开关电源工作频率不但可以减少骚扰的高频分量，其传导骚扰和辐射骚扰的传播效率也会大大降低。
2.2 选择合适的电路元器件
在开关电路中，开关管是核心，不同品牌的开关管辐射骚扰相差可达15～20dB。开关电路中另一关键部件是脉冲变压器，脉冲变压器对电磁兼容的影响表现在两个方面：一个是初级线圈与次级线圈的分布电容Cd，一个是脉冲变压器的漏磁。通过在初级线圈与次级线圈间加静电屏蔽层并引出接地，该接地线尽量靠近开关管的发射极接直流输入的0V地(热地)，这样可以大大减小分布电容Cd，从而减少了初、次级的电场的耦合骚扰。为了减小脉冲变压器的漏磁，可以选择封闭磁芯(如环形)，封闭磁芯比开口磁芯的漏磁小。还可以通过在脉冲变压器外包高磁导率的屏蔽材料抑制滑磁。从而减小了通过漏磁辐射的骚扰。
2.3 增加无源缓冲电路
缓冲电路不仅可以抑制开通时的di/dt、限制关断时的dv/dt，还具有电路简单、成本较低的特点，因而得到了广泛应用。
在开关电路的S两端并联RC〔如图2(a)所示〕或DRC〔如图2(b)所示〕吸收电路，可吸收S接通和断开瞬间产生的较高的浪涌尖峰电压，降低开关电路产生的电磁骚扰。
2.4 一次整流电路中加功率因数校正(PFC）网络
对一次整流电路来讲，最显著的骚扰是整流电路作为谐波源对交流电网的骚扰，导致交流电网的波形畸变，功率因数偏低。为解决这个问题，可在一次整流电路加入现成的功率因数校正(PFC——PowerFactorCorrection）模块，通过补偿可把功率因数提高到0.99以上。
2.5 增加滤波网络
滤波是抑制干扰的一种有效措施，尤其是在对付开关电源的传导干扰和某些辐射干扰方面，具有明显的效果。电磁干扰（EMI）滤波器是以能够有效抑制电磁干扰为目标的滤波器，可分为信号线EMI滤波器、电源EMI滤波器、印刷电路板EMI滤波器、反射EMI滤波器、隔离EMI滤波器等。
2.6 接地
2.6.1 接地的作用
电子设备一般有两种接地，一种是安全接地，即将机壳接地，以保护工作人员的安全；另一种是工作接地，给电路系统提供一个基准电位，同时也可将高频干扰引走。但是，不正确的工作接地反而会增加干扰，比如共地线干扰，地环路干扰等。
2.6.2 接地的种类及接地要求
1）单点接地工作接地按工作频率采用不同的接地方式，工作频率<1MHz时采用单点接地，地线的长度（L/m）与截面积（S/mm2）的关系为S>0.83L。
2）多点接地工作频率>30MHz时采用多点接地。工作频率在上述两者之间的可采用混合接地式。
3）浮地浮地是电路的地与大地无导体连接。浮地还可以使不同电位间的电路配合变得容易。实现电路或设备浮地的方法有变压器隔离和光电隔离。浮地的最大优点是该电路不受大地电性能的影响，抗干扰性能好。其缺点是由于设备不与公共地相连，容易在两者间造成静电积累，当电荷积累到一定程度后，在设备地与公共地之间的电位差可能引起剧烈的静电放电，而成为破环性很强的骚扰源。
4）屏蔽地电路的屏蔽体，即用屏蔽材料将电磁辐射源屏蔽起来，并将屏蔽体接地，以降低电磁辐射的干扰。屏蔽体内的电路地线只能一点接屏蔽体，而不得利用屏蔽体作返回导体。
5）电缆的屏蔽层地对于多层屏蔽电缆，每个屏蔽层应在一点接地，各屏蔽层应相互绝缘。当电缆长度大于工作信号波长的0.15倍时，采用间隔工作信号波长的0.15倍的多点接地式，如果不能实现，则至少应将屏蔽层两端接地。
2.7 电路元器件安装要合理
电路元器件安装上应使输入交流和输出直流插座分开并远离。布线严格分开,简化电流通路的途径, 减少相互交叉干扰,同时使输入、输出布线远离静电场和电磁场噪声产生源。另外,凡是含有大的电流、电压变化率的器件 (功率晶体管和开关二极管等)的电路应合理布局。尽可能缩短具有高的di/dt、dv/dt的布线,减小噪声辐射源的有效区域。功率晶体管和开关二极管与散热器组装在一起时,用铜板屏蔽晶体管,以减小由于寄生电容引起的噪声传播。
3 结语
抑制开关电源的骚扰是开发应用开关电源的一个重要课题，因此，在减少和抑制EMI方面，除了上述抗干扰的措施和方法外，还要充分有效地利用了先进的半导体设计技术、磁性材料、电感元件技术、开关器件技术，如移相式全桥ZVS－PWM技术；零电压过渡（ZVT）和零电流过渡（ZCT）的PWM技术；功率因数校正控制技术等。实践证明，这些措施和方法对减小开关电路的骚扰具有明显的效果。
大屏幕彩电开关电源的高频有源功率因数校正
中心议题：功率因数问题及校正的基本原理 大屏幕彩电开关电源的PF分析 大屏幕彩电开关电源的高频有源PFC
解决方案：大屏幕彩电开关电源的高频有源PFC设计
1 前言
提高功率因数（ PF） 是用电设备节能的一个重要因数。随着电力电子技术的发展， 高频有源功率因数校正（ PFC） 技术已越来越广泛地应用于各种电源。大屏幕彩电开关电源的功率在200~ 300W 之间， 原有彩电的开关电源均采用普通整流加滤波电路， 其谐波电流成分大， 功率因数值λ低， 一般为0. 65~ 0. 85。本文讨论功率因数问题及其校正的基本原理，分析大屏幕彩电开关电源的功率因数，并给出校正电路的设计方案及试验结果。为了提高大屏幕彩电的节电性能， 在设计中我们采用了高频有源PFC 技术， 提高了PF 特性。
2 PF 问题及其校正的基本原理
2. 1 PF 的概念
用电设备的λ指交流输入有功功率P 和输入视在功率S的比值， 即：
可见， λ还可定义为失真因数与移相因数的乘积。对开关电源来说， cos φ一般接近于1,即相移不大， 而谐波电流严重， 失真因数小。
2. 2 PF 低的危害性
用电设备的PF 低， 易造成以下危害：①谐波电流严重污染电网， 而干扰其它用电设备；②输入电流有效值大， 需增加电路和保护器件的规格；③供电容量增加， 加大了前级设备（ 如变压器等） 的定额；④大大增加了中线负荷， 降低了安全性能。
2. 3 高频有源PFC的基本原理
高频有源PFC 是根据电网的电压、电流及负载的变化产生PWM 信号， 控制高频电子开关导通的， 可起调节电感L 的作用。改善电流波形， 利用乘法器控制PWM 信号， 可使电网的输入电流基本为正弦波， 使λ接近于1（ 即大于0. 99） 。图1 示出PFC 的原理框图。
图1 高频有源PFC 电路框图
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3 大屏幕彩电开关电源的PF分析
现有的大屏幕彩电内用开关电源一般采用全桥不可控整流电路直接加电解电容滤波电路。图2 示出该电路形式。
图2大屏幕彩电开关电源原理框图
图中，V1 是单相整流桥；C1为吸收电容；R1 是保护压敏电阻；R2是热敏电阻；K为固态继电器触点。
R2 用以限制合闸电流， 当输入滤波电解电容充满电后， K 闭合， R2 断接， 电路的交流输入电压、电流波形见图3。由图3 可见， 只有当网侧电压幅值高于电解电容电压时， 电流才从电网中抽出， 因而电流谐波成分很大。计算出这种波形的λ很低， 一般在0. 65~ 0. 85 之间。
图3 现有大屏幕彩电开关电源交流输入电压电流波形
图中，uiac为电网电压波形；uidc 为经V1 整流出的波形；uci 为输入滤波电解电容的电压波形；i i 为输入电流波形。
大屏幕彩电开关电源的输入功率在300W 左右， 其中1/ 3 ~ 1/ 5 是无功功率， 若采用有源PFC 技术可使其λ≥0. 99, 即λ≈1, 这样可节电60~ 100W, 是相当可观的。
4 大屏幕彩电开关电源的高频有源PFC
4. 1 设计方案
我们采用升压式电路来设计大屏幕彩电开关电源的有源PFC 电路， 其控制电路采用平均电流控制方式， 芯片采用UC3854， 具体电路见图4。它的工作原理是： 根据输出电压、输出电流和负载电流， 由UC3854 产生控制脉冲， 控制开关管导通， 连续监控和调节L 中的电流，使之跟随整流后的单向输入正弦电压， 并与其成正比； 此外， 为实现对输出直流电压的调整，利用乘法器并通过输入交流电压和输出直流来调控正弦基准电流， 以完成正确的SPWM, 这也是实现PFC 的关键。
图4 UC3854 构成PFC 电路的大屏幕彩电开关电源原理图
我们设计开关管的工作频率为50kHz, Rt= 11. 2kΩ , C t= 2. 2nF, 输入电压Ui 范围为220V+ 20%- 30%, 直流电压Ud = √2Ui, DC/ DC 的输出功率为250W, 输入功率为275W, 效率η=91%, 根据公式计算校正电感：
4. 2 实验结果
我们规定， 网侧交流电压为ui, 有效值为Ui; 交流电流为ii, 有效值为Ii; 滤波电解电容上的直流电压平均值为Ud; DC/ DC 输入电流的平均值为I d。在输入线上串一小电阻，用示波器测得其电流波形见图5。由图5 可见， ui为正弦， ii 为基本正弦， 在50Hz 波形上有50kHz 的小纹波。i i 与u i 的相位差为100us左右， 所以φ= 1. 8°， cos φ≈0.9995。
图5 实测波形
用单相调压器调ui , 再用表测得当Ui=220V 时， I i= 1. 25A, Ud = 310V, I d= 0. 85A,UdId/UiIi≈0.958.
因为电抗器和开关管也有功耗， 所以总的λ> 0.958, 如果校正电路的效率η= 0.97, 则λ≈0.988。
5 结束语
大屏幕彩电开关电源采用全波整流直流电解电容滤波时的λ在0. 65~ 0. 85 之间， 比较低， 而采用PFC 后， 可使λ提高到0.98 以上，每台彩电可节电60~ 100W。采用PFC 专用芯片， 可方便地实现校正电路， 且效果良好， 可靠性也高。