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手机射频和混合信号集成设计

中心议题: 探究手机射频和混合信号集成设计

解决方案: 利用调制器 采用CMOS功率放大器

一直以来,蜂窝电话都使用超外差接收器和发射器。但是,随着对包含多标准(GSM、cdma2000和W-CDMA)的多模终端的需求不断增长,直接转换接收器和发射器架构变得日趋流行。在过去十年中,集成电路技术取得长足发展,使得在单一芯片上集成各种不同的RF、混合信号和基带处理功能成为可能。

一个典型的蜂窝收发器(见图)包括RF前端、混合信号部分和实际的基带处理部分。就接收器而言,通常的架构选择包括直接转换到直流、极低中频(IF) 和直接采样。直接转换到直流的方法会受直流偏移和低频噪音干扰,而低IF可以减轻这类干扰,但镜像抑制却是一个关键性挑战。RF的直接采样则存在一些固有缺陷,如低频噪音、宽带信号的交叠以及动态范围需求。

在上述所有架构中,关键的挑战是集成模拟和数字功能。一旦信号下变换为直流或极低中频,不希望的干扰信号会伴随有用信号产生,而且其强度明显高于有用信号。对这种混合信号进行数字化处理需要一个高动态范围的A/D转换器,该转换器必须具有出色的噪音和无杂散动态范围性能。以GSM通信为例,偏移载波 3MHz处的干扰信号比有用信号高76dB,而偏移600KHz处的干扰信号比有用信号高56dB。这确定了A/D转换器的上限。

此外,在参考灵敏度水平,A/D输入端的有用信号可能只有1mV(-60dBV)。为了不降低噪音指数性能,量化噪音的基底必须足够低,对1mV信号要求是在-80dBV。另一方面,CDMA和W-CDMA具有更低的信噪比要求,所以可容忍的量化噪音基底范围相对较宽。

高动态范围的Σ-Δ转换器可以从连续时间转换器到离散采样时间转换器等不同类型的器件中进行选择。连续时间A/D转换器的优势是提供了抗交叠滤波器,它可以嵌入作为转换器的一部分。而离散时间转换器则需要在转换器前放置一个抗交叠滤波器,以消除频谱镜像。

调制器的阶数是影响动态范围的另一个设计参数。高阶调制器可以增加动态范围,但会导致潜在的稳定性问题。单位量化器与多位量化器之比也会影响动态范围特性。每个附加位可以提供6dB的动态范围,但这个拓扑结构需要在反馈通道中进行不匹配修整,以获得所需的动态范围。

图1: 直接转换到直流的架构受制于直流偏移和1/f噪音问题。其它的蜂窝收发器架构包括极低IF和直接采样。

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基于CMOS图像传感器的视频采集系统设计

中心议题:

CMOS图像传感器的内部结构 CMOS图象视频采集系统工作原理 CMOS视频成像系统设计

解决方案:

系统的硬件实现 系统的时序设计 USB图像采集模块设计


由于CMOS图像传感器的内部结构,使其具有高抗辐照,抗干扰能力强,因此在图像传感,天文观测、小卫星、星敏感器等应用领域表现出极大的应用潜力。另外基于CMOS图像传感器的加工工艺,可以较容易的制造出大面阵的CMOS体传感器器件,更加扩展了CMOS图像传感器的应用范围。基于CMOS图像传感器的视频采集系统充分的利用了CMOS图像传感器的优点,采用USB总线供电,即插即用,电路简单,功耗低,成品体积小,成像清晰,稳定,很好的满足了CMOS图像采集系统的图像采集要求。

一.CMOS图像传感器的内部结构  

目前CMOS图像传感器主要分为无源象素传感器(PPS)和有源象素传感器(APS)[2]。PPS结构简单,量子效率高,但是缺点是噪声大,并且不利于向大型阵列发展;APS在象素中加入了至少一个晶体管来实现对信号的放大和缓冲,改善了PPS的噪声问题,但恶化了阈值和增益的一致性,也减小了填充系数。

CMOS图像传感器像元结构主要有光敏二极管型无源像素结构、光敏二极管型有源像素结构(见图1)和光栅型有源像素结构,其它特殊结构还有对数传输型、钉扎光敏二极管型、浮栅放大器型等。


图1  光敏二极管型有源像素结构图

一个典型的CMOS图像传感器通常包含:一个图像传感器核心,相应的时序逻辑和控制电路、AD转换器、存储器、定时脉冲发生器和译码器等。

定时控制电路用来设置传感器的工作模式,产生工作时序,控制数据的输出等。像素采集到的信号在芯片内部就经过了放大、AD转换、存储等处理,最后可输出需要的数字信号,也可以输出模拟信号,这给用户在设计时提供了较大的灵活性。

二.CMOS图象视频采集系统工作原理

本视频采集系统整体上按照功能可以分为三个部分:CMOS成像部分、CPLD时序控制部分、USB传输部分。

整个图像采集系统的工作原理如下:通过CPLD发送正确时序信号给CMOS图像传感器,驱动其正常工作,采取合适的快门方式,并将采集到的图像数据进行打包处理,输出给USB传输芯片, USB传输芯片再将图像数据传入主机,并通过上层应用程序得到采集到的图像。


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三.系统采用的主要芯片

3.1 CMOS图像传感器芯片IBIS5-A-1300
本系统CMOS图像采集芯片选用了Fillfactory公司的IBIS5-A-1300 COMS图像传感器芯片,分辨率为1280×1024,全帧采集速率最高可达27fps,动态范围最大达到100db,6.7 m×6.7 m高填充系数像元,填充系数可达66%,支持卷帘快门和同步快门两种快门方式。内部集成可调整增益和偏置的输出放大器,以及40Msamples/s高速A/D转换模块,A/D量化等级为10bit,可直接输出模拟信号或数字信号,内部有大量的寄存器和控制器,可以对传感器的工作状态进行实时调整。芯片支持开窗技术亚采样技术,根据实际需要实时提高帧速率。

3.2 数据采集芯片 EZ-USB FX2
USB传输部分选用了CYPRESS公司的EZ-USB FX2芯片,它是一个USB2.0集成外围控制器,该芯片支持12M/S的全速传输和480M/S的高速传输,可以使用(具有)4种USB传输方式:控制传输、中断传输、块传输和同步传输;该器件集成有一个增强型的8051、8.5kB的RAM、4kB的FIFO存储器、串行接口引擎(SIE)、通用可编程接口(GPIF)、I/O口、数据总线、地址总线。

3.3 Altra公司的CPLD控制芯片EPM570
系统的时序控制芯片采用Atral公司的CPLD控制芯片EPM570。该芯片可以很好的完成系统的时序控制要求。

四.CMOS视频成像系统设计

4.1系统的硬件实现
本采集系统为两块四层PCB板组合而成,其中一块为视频采集板,一块为USB数据传输板。其核心CMOS视频图像采集板如图3所示。


图3:CMOS视频图像采集板原理图

从硬件设计的原理图可以看出,CMOS图像传感器只需提供少量的电源转换器件即可正常工作,这是因为CMOS图像传感器功耗很小,只需采用USB总线提供的5v电压就可以驱动其正常工作。另外CMOS图像传感器芯片仅需要少数的几个外部控制信号即可完成图像的采集(本系统的控制信号由USB数据传输板上的CPLD芯片提供),且芯片内部集成了输出放大器,数模转换模块,只需修改芯片中的特殊寄存器值即可改变输出放大器的偏置电压,增益等参数,这样就大大降低了硬件设计的复杂度和成品的体积,具有很高的应用价值。

4.2.系统的时序设计
CMOS图像传感器结构简单,内部集成度高,因此仅需很少的外部控制信号即可完成视频图像的采集输出。系统工作过程如下:当系统上电后,CPLD产生复位信号复位整个芯片到初始状态,然后对芯片进行并行数据注入,向CMOS图像传感器的特殊寄存器写入预定值,设置诸如像元积分时间,像素读出行数,输出放大器增益等参数。随后CPLD给CMOS芯片提供 ss_start信号,标志开始像素积分,ss_stop信号结束像素积分,随后图像传感器即处于可读出状态。向CMOS发出y_start信号开始一帧图像的读出,发出y_clock信号,开始一行图像的读出,当CMOS图像传感器有像素信号输出时, pxl_valid引脚信号为高,此时CMOS图像传感器正在进行一行图像的输出,当pxl_valid变低时,一行图像输出结束,CPLD再提供下一个y_clock信号,启动CMOS进行下一行图像的读出。当一帧图像的最后一行开始读出时,CMOS芯片的LAST_LINE引脚变高,标志一帧图像读出的结束,CPLD再产生下一个ss_start信号,开始下一帧图像的读出。这样,CMOS就在CPLD的时序控制下,正常工作,循环读出图像。

4.3.USB图像采集模块设计
本系统的数据采集模块采用cypress公司的EZ-_USB FX2 ,USB传输芯片,通过编写固件程序,使该芯片工作在高速批量传输方式。本系统采用芯片中的SLAVE FIFO传输模式,即不通过USB芯片中增强型8051核控制和干预,将数据直接通过USB总线,高速的传输到pc机中。最后利用visual c++6.0编写上层用户端程序,采用多线程技术,创建两个线程:USB传输线程和图像实时显示线程,实现了在pc机中的实时图像显示。

五.试验结果

从试验拍摄的鉴别率靶图像可以看到,CMOS图像传感器成像清晰,稳定,分辨率高。整个CMOS视频采集系统结构简单,时序设计容易,开发周期短,其成品体积小,外围器件少,成本低,采用USB总线供电,即插即用,具有很高的实用价值。

针对工业及医疗等应用的安森美半导体CMOS图像传感器方案

中心议题:安森美(ON)提供的标准CMOS图像传感器方案 安森美提供的定制CMOS图像传感器方案

近年来,随着CMOS工艺技术的不断改进,CMOS传感器的应用范围也越来越广泛,包括数码相机、电脑摄像头、视频电话、手机、视频会议、智能型安保系统、汽车倒车视像雷达、玩具,以及工业、医疗等应有尽有。实际上,CMOS图像传感器最初应用于工业图像处理;在那些旨在提高生产率、质量和生产工艺经济性的全新自动化解决方案中,它至今仍然是至关重要的图像解决方案。

安森美半导体的标准及定制CMOS图像传感器方案

随着应用要求的不断提升,CMOS传感器的成像质量也在不断提高,安森美半导体利用其在这一领域的专利技术和丰富的经验,以创新的设计,采用标准CMOS工艺技术开发出了高性能CMOS有源像素传感器等多种产品。

过去15年来,安森美半导体一直在为数百万像素数码摄影、达晶圆级的大面积传感器、超高速传感器、机器视觉成像、线性和二维条码成像、医用X射线成像、单芯片一体化摄像机,以及太空和核应用的抗辐射CMOS图像传感器提供行之有效的解决方案。

1) 标准图像传感器

新兴应用需求的不断增长为精心设计的CMOS图像传感器带来了众多商机。除此高端机器视觉应用,二维(2D)条形码阅读器、高端保安摄像方案以及新兴的智能交通管理系统(ITS)的市场也在迅速扩大。安森美半导体新的VITA系列能满足这些新市场的需求。VITA提供可配置性、灵活性和操作方便性。

图1、VITA25K 2,500万像素、53 fps全局快门CMOS图像传感器示例

VITA系列CMOS图像传感器采用可配置操作模式,易于操作,提供带双斜率读数的流水线型和触发式全局快门、带相关双采样(CDS)的滚动快门、LVDS或CMOS输出、10位或8位精度、多个并行窗口读数等特性。应用范围包括机器视觉、条形码、智能交通管理系统(ITS)和运动监测(motion monitoring)。

安森美半导体的另一个标准图像传感器系列是LUPA。该系列是高速CMOS图像传感器的深入研发和丰富经验的结晶。LUPA器件提供的分辨率高达2048 × 2048,帧速率最高达500 fps。这些器件的功耗低至150 mW,完全没有光晕(Blooming)或滞后,为高度可靠、高灵敏度图像传感器创建了一个完善的基础。LUPA系列包含LUPA 300、LUPA 1300-2、LUPA 3000和LUPA 4000。

LUPA实现了前所未有的灵敏度,具有百万像素系列图像传感器的分辨率,其它特性包括低功耗、无光晕或图像滞后、采用流水线式全局快门,可广泛应用于高速机器视觉、工业成像、医疗成像、国防和运动分析等领域。

另外一个CMOS标准图像传感器的系列是IBIS,包括IBIS4和IBIS5图像传感器。IBIS4图像传感器的特点是图像质量高、三晶体管(3T)像素、滚动快门、高填充因数和用来提高动态范围的双斜率读数。IBIS5 CMOS图像传感器进过优化,是专门为机器视觉相机而开发的。

图2、IBIS系列图像传感器

IBIS4的像素分辨率高达1,400万,图像质量高,具有滚动快门和灵活的窗口和多斜率功能;IBIS5采用触发式全局快门,操作模式灵活,具有灵活的窗口和多斜率功能。它们的应用包括机器视觉、生物测量和文档扫描等。

安森美半导体标准系列的STAR图像传感器系列,是开发抗辐射CMOS像素和读出电子产品过程中广泛研究和辐照实验的成果。这些结构的总辐照剂量高达300 krad。抗辐射CMOS图像传感器可以在辐射环境下发挥重要的作用,而普通CMOS或CCD成像无法做到这一点,而使用CRT显像管又太昂贵、过重或体积过大。STAR系列包括三个产品:STAR 250、STAR 1000和HAS2,每个产品都有自己独到的优势。

总体上讲,STAR高达100万像素分辨率,具有高抗辐射、高灵敏度、低噪声的优势;可以应用在太空科学、核检验、星跟踪器和太阳传感器等方面。

2) 定制图像传感器

安森美半导体还提供定制和针对特定应用的CMOS图像传感器,通过开发具有最先进性能的产品,帮助合作伙伴领先于竞争对手。定制设计可根据内部开发的参数功能块或采用全新的方法实现前所未有的性能和功能。

安森美半导体的专利设计和制造技术有助于优化关键参数,并与客户的应用实现完美契合。像素的大小、形状和速度、饱和度和噪声水平、动态范围和灵敏度、输出和帧速率都可以根据每个客户的需求来设定。

定制解决方案充分考虑了规格的灵活性,可实现最终应用的关键差别化,保证整个产品寿命期的有效性;高层次的架构和操作灵活性可以提高性能。定制方案的应用包括高分辨率摄影、高速成像、条形码阅读、机器视觉、医疗成像,尤其是需要低功耗、智能传感或抗辐射的阵列或线性传感器解决方案的任何应用。

安森美半导体为客户提供的典型自定义设计周期流程是客户提出最初需求,然后由安森美半导体提出建议,再经过预先研究、产品定义、产品设计、产品设计审查、原型制造、装配和功能测试、原型、性能表征、性能表征报告等过程,最后做出生产规划和生产计划,进行预生产和投产。

总结

安森美半导体提供对多重终端市场的完整的一维和二维CMOS图像传感器产品,其中既有系列标准图像传感器,也有定制及专用产品。标准系列包括最高像素2,500万、提供10位或8位精度的VITA系列,能以数百万像素分辨率提供最高500 fps帧速率的LUPA系列,提供最高1,400万像素分辨率及高图像质量的IBIS系列,以及抗辐射及提供高灵敏度的STAR系列。此外,安森美半导体为客户提供定制及专用CMOS图像传感器,帮助客户以独特产品及一流性能领先竞争对手。今后,数百万像素数码摄影及电影摄影、机器视觉、线性及二维条形码成像、工业及医疗成像、生物测定及计算及军事/航空市场将会有更多应用采用安森美半导体的图像传感器。

CMOS电容式麦克风设计详解

电容式麦克风的中心议题: 电容式微麦克风原理电容式麦克风的

解决方案: 电容式微麦克风原理

CMOS微机电麦克风电路设计

CMOS微机电麦克风工艺分类 纯MEMS与CMOS工艺的差异

随着智能手机的兴起,对于声音品质和轻薄短小的需求越来越受到大家的重视,近年来广泛应用的噪声抑制及回声消除技术均是为了提高声音的品质。相比于传统的驻极体式麦克风(ECM),电容式微机电麦克风采用硅半导体材料制作,这便于集成模拟放大电路及ADC(∑-Δ ADC)电路,实现模拟或数字微机电麦克风元件,以及制造微型化元件,非常适合应用于轻薄短小的便携式装置。本文针对CMOS微机电麦克风的设计与制造进行介绍,并比较纯MEMS与CMOS工艺微导入麦克风的差异。

电容式微麦克风原理

MEMS微麦克风是一种微型的传感器。其原理是利用声音变化产生的压力梯度使电容式微麦克风的声学振膜受声压干扰而产生形变,进而改变声学振膜与硅背极板之间的电容值。该电容值的变化由电容电压转换电路转化为电压值的输出变化,再经过放大电路将MEMS传感器产生得到电压放大输出,从而将声压信号转化成电压信号。在此必须采用一个高阻抗的电阻为MEMS传感器提供一个偏置电压VPP,借以在MEMS传感器上产生固定电荷,最后的输出电压将与VPP 及振膜的形变Δd成正比。振膜的形变与其刚性有关,刚性越低则形变越大;另一方面,输出电压与d(气隙)成反比,因此气隙越低,则输出电压及灵敏度越优,但这都将受限于MEMS传感器的吸合电压,也就是受限于MEMS传感器静电场的最大极限值。

CMOS微机电麦克风电路设计

在CMOS微麦克风设计中,电路是一个非常重要的环节,它将影响到微麦克风的操作、感测,以及系统的灵敏度。驻极式电容微麦克风的感应电荷由驻极体材料本身提供的驻极电荷所产生,而凝缩式电容微麦克风则是采用从CMOS的操作电压中抽取一个偏置电压,再通过一个高阻抗电阻提供给微麦克风的声学振膜来提供固定的电荷源。此时,若声学振膜受到声压驱动而产生位移变化,则电极板(感测端)的电压将会发生变化。最后,通过电路放大器将信号放大,则可实现模拟麦克风的电路设计;如果再加上一个∑-Δ ADC模数转换电路,便可完成数字麦克风的电路设计(一般数字麦克风的输出信号为1比特PDM输出)。

CMOS微机电麦克风工艺分类

从微机电麦克风的制造来看,就目前的技术层面而言,集成CMOS电路的MEMS元件可分为三种。Pre-CMOS MEMS工艺:先制作MEMS结构,再制作CMOS元件;Intra-CMOS MEMS工艺:CMOS与MEMS元件工艺混合制造;Post-CMOS MEMS工艺:先实现CMOS元件,再进行MEMS结构制造。一般而言,前两种方法无法在传统的晶圆厂进行,而Post-CMOS MEMS则可以在半导体晶圆代工厂进行生产。

下图简述了Post-CMOS MEMS的制造方式。在Post-CMOS MEMS工艺中需特别注意,不能让额外的热处理或高温工艺影响到CMOS组件的物理特性及MEMS的应力状态,以免影响到振膜的初始应力。鑫创科技公司克服了诸多的技术难题,完全采用标准的CMOS工艺来同时制造电路元件及微机电麦克风结构。在CMOS部分完成后,将芯片的背面研磨至适当厚度以符合封装要求。最后,利用氢氟酸溶液(HF)去除牺牲氧化物来释放悬浮结构。此外,在设计中还需考虑可完全去除牺牲材料而又不损害麦克风振膜的蚀刻方法,并应避免麦克风振膜与背电极板之间产生粘黏现象。
                                   CMOS电容式麦克风设计详解
粘黏现象:由于麦克风振膜与背电极板之间的距离仅为数微米,在该尺寸下,当表面张力、范德华力、静电力、离子键等作用力大于麦克风振膜的回复力时,麦克风振膜将产生永久形变而附着于背电极板上,从而无法产生振动。通常,微机电悬浮结构粘黏现象的主要成因可以分为两类:第一类发生在麦克风振膜释放后,麦克风振膜受到表面张力影响,因而被拉近到与背电极板的距离非常靠近,若此时范德华力或氢键力等表面力大于麦克风振膜的回复力,则结构将产生粘黏现象而无法回复;第二类是悬浮结构在使用中受到外力冲击或是静电力吸引而落入表面力较回复力大的区域,则也会发生粘黏现象。因此,在结构设计上,必须特别考虑麦克风振膜在释放后的结构变形问题,并在重要的结构部位予以强化,利用特殊设计来减少粘黏现象的发生。

纯MEMS与CMOS工艺的差异

多数企业所开发的MEMS微麦克风主要分为两种形态:第一种是利用专业的MEMS代工厂制造出MEMS IC,再加上一个ASIC放大器,将MEMS IC及ASIC IC用SIP封装方式封装成MEMS麦克风芯片。这一部分在IC封装过程中必须保护振膜不被破坏,其封装成本相对较高;另一种是先利用CMOS晶圆厂制造出ASIC部分,再利用后工艺来形成MEMS的结构部分。其MEMS工艺技术目前似乎还无法在标准的CMOS晶圆厂完成,这主要是由于振膜需沉积高分子聚合物材料,而高分子聚合物材料还未用于目前的标准半导体IC工艺。另外,在CMOS工艺完成后,需分别在芯片的正面蚀刻出振膜并在其背面蚀刻出腔体及声学孔。该步骤通过载体晶圆(Carrier Wafer)来完成,在标准的CMOS铸造厂目前尚未创建出这样的环境。

目前,最大的课题是如何突破这两种形态MEMS麦克风的封装技术。其专利均由美国的微麦克风企业所掌控,因此,MEMS麦克风市场占有率主要分布在少数企业手上。

有厂家采取的方式是在CMOS工艺完成后,从芯片的背面形成腔体和声学孔作为MEMS结构的释放。这一部分无需使用特殊的机器和材料,可在现有的CMOS晶圆厂内完成,因而能够降低开发成本。另外,有些产品可直接利用晶圆级封装技术将CMOS电路与微麦克风集成在同一块芯片上,同样可避免在封装过程中对振膜产生破坏。

MEMS麦克风目前已经取代ECM麦克风被广泛应用于手机中(尤其是智能手机),其主要原因是MEMS麦克风具有耐候性佳、尺寸小及易于数字化的优点。MEMS麦克风采用半导体材质,特性稳定,不会受到环境温湿度的影响而发生改变,因而可以维持稳定的音质。电子产品组装在过锡炉时的温度高达 260℃,常会破坏ECM麦克风的振膜而必须返工,这将增加额外的成本。采用MEMS麦克风则不会因为锡炉的高温而影响到材质,适合于SMT的自动组装。麦克风信号在数字化后,可以对其进行去噪、声音集束及回声消除等信号处理,从而能够提供优异的通话品质。目前已有多款智能手机采用数字化技术,在功能手机中也有加速采用的迹象。此外,笔记本电脑也是目前使用MEMS麦克风的主流,而机顶盒生产企业同样在积极尝试将MEMS麦克风应用于开发声控型机顶盒。

一种低温漂的CMOS带隙基准电压源的研究

中心议题:

  • 一种低温漂的CMOS带隙基准电压源的研究
  • 了解带隙基准电路的基本原理

解决方案:

  • 采用一阶温度补偿技术的CMOS带隙基准电压源

 
近年来,由于集成电路的飞速发展,基准电压源在模拟集成电路、数模混合电路以及系统集成芯片(SOC)中都有着非常广泛的应用,对高新模拟电子技术的应用和发展也起着至关重要的作用,其精度和稳定性会直接影响整个系统的性能。因此,设计一个好的基准源具有十分现实的意义。

1 带隙基准电路的基本原理


带隙基准电压源的目的是产生一个对温度变化保持恒定的量,由于双极型晶体管的基极电压VBE,其温度系数在室温(300 K)时大约为-2.2 mV/K,而2个具有不同电流密度的双极型晶体管的基极-发射极电压差VT,在室温时的温度系数为+0.086 mV/K,由于VT与VBE的电压温度系数相反,将其乘以合适的系数后,再与前者进行加权,从而在一定范围内抵消VBE的温度漂移特性,得到近似零温度漂移的输出电压VREF,这是带隙电压源的基本设计思想。

1.1 带隙基准电压源核心电路

本文提出的电路核心结构如图1所示,在电路中双极晶体管构成了电路的核心,实现了VBE与VT的线性叠加,获得近似为零温度系数的输出电压。图1中双极型晶体管Q1和Q2的发射区面积相同,Q3和Q4的发射区面积相同,考虑设计需求,取Q1和Q2的发射区面积为Q3和Q4的发射区面积的8倍。

假设双极晶体管基极电流为零,运放的增益足够大,则a点和b点的电压相等,即:

 


在实际电路中,经过计算可知当取R3/R1=2.3066时,可以得到室温下的近似零温度系数的输出参考电压。

1.2 带隙基准电压源总体电路

带隙基准电压源总体电路总共由4部分组成:A部分是启动电路,B部分提供偏置电压,C部分是运算放大器,D部分是带隙电压源的核心部分。其中核心部分是由双极晶体管构成,实现了VBE和VT的线性叠加,获得近似零温度系数的输出电压。总体电路如图2所示。

1.3 运放的失调对基准源的影响

基准源中运放的设计是非常重要的,运放的失调是基准源的一个主要误差源。由于不对称性,运放会受到输入失调的影响。假设失调电压为Vos,经计算得到含失调电压的输出公式为:

可见,Vos的大小可能导致相当大的基准源输出电压误差。此外,Vos自身是温度的函数,和理想运算放大器相比,会引入一定的误差,而由运算放大器电源抑制比PSRR引入的误差可以折合成失调输入电压Vos也将和电源有关。这样,为了减小失调对基准电压的影响,运放的失调就要尽可能地小。然而,引起失调的原因有许多,如晶体管之间的不匹配、运放输入级管子阈值电压的不匹配、运放的有限增益等等。因此,实际上,Vos是很难完全消除的,但通过提高运放的增益和细致地设计版图可以减小它对基准电压的影响,提高基准电压源的精度。

1.4 电源抑制比

电源抑制比(PSRR)是电路对电源电压频率变化的抑制能力,是从运放的输入到输出的开环增益与从电源到运放输出的增益之比,用KPSR表示。对带隙基准而言,由于输出电压和Vdd无关,所以Vdd的变化基本上不会影响输出参考电压的影响。但是随着工作频率的提高,由于电容耦合的原因导致输出电压在高频时会受到Vdd的波动的影响,从而影响输出电压的稳定性。具体的电路设计中考虑了这一点,在电路中采用了自偏压cascode结构的电流镜,同时在输出端接一对地滤波电容,输出电压的电源抑制特性就得到了很好的提高。

1.5 启动电路

启动电路也是带隙基准源中一个重要的部分。如图2中A部分所示,电路可能会出现零输出的情况。因为放大器两端的输入都为零电平时,电路处于一种不工作状态,因此需要一个启动电路来打破这种平衡。图中引入的启动电路由Mp1~Mp6和Mn1~Mn4组成。其工作原理是由Mp1~Mp4,Mn1组成的反向器驱动Mn2和Mn3,使Mn2和Mn3导通,从而通过a点和b点间接给运算放大器的两个差分输入端提供偏置电压,保证在系统加电的时候,输入差分对不会关断,当电路正常工作后,启动电路关断。

2 仿真结果

2.1 温度特性


该电路的仿真基于Chartered 0.25 μm models。仿真软件是T—SPICE,电源电压为3.3 V,R3/R1的比值为2.306 6,这样的结果在版图设计中比较容易实现,可以采用单元电阻串连的形式,有利于减少因为版图失配引起的误差。单元电阻的W=3μm,L=10 μm,方块电阻R=330 Ω,采用的第一层多晶实现。图3所示的是输出电压温度特性的仿真结果。

 

温度在-20~70℃之间变化,输出电压温度特性如图3所示,它的温度系数约为10 ppm/℃。因此,可以看出输出电压的温度特性并不是一直都为零,而是在一个温度范围内为零,在其他温度下为正值或者负值。这是由于基极一发射极电压、集电极电流、失调电压以及电阻随温度变化引起的。

2.2 电源抑制特性

图4是在1 Hz到10 GHz的范围进行扫描所得到的不同的电源抑制情况。低频时抑制情况不太好,在-10 dB左右,还有待于提高;高频抑制情况很好,基本稳定在-120 dB左右。与传统电路相比,本文提出的这种电路可以用于在各种系统尤其是高频系统中,这一点是传统电路所无法比拟的。


2.3 噪声特性

噪声是影响带隙基准源稳定性的主要因素之一。通常噪声分为外部噪声和内部噪声。外部噪声一般都由电源电压的变化以及其他电路的干扰造成。内部噪声主要包括热噪声和闪烁噪声。闪烁噪声的大小与频率成反比,因而在低频下主要为闪烁噪声,而高频下为热噪声,对于高频的热噪声,可以在输出端Vref处加一个RC低通滤波器解决掉,而低频的来自耦合到电源的噪声则是需考虑的,可以通过提高电源抑制比来减小。图5为电路在输出端和电源电压处的噪声特性,在输出端低频时噪声为10.4 nv/Rt,高频时噪声几乎为0 nv/Rt,性能很好。电源电压处的噪声为9.6nv/Rt左右。

2.4 电路其他参数

电路的其他方面的性能仿真结果如表1所示。表1的仿真结果是在电源电压为3.3 V的条件的测得的。有效电流指的是在电路正常工作的情况下从电源到地之间的电流,关断电流指的是在电路不工作的情况下从电源到地的漏电流。


3 结论

本文研究了一种在0.25 μm N阱CMOS工艺下采用一阶温度补偿技术的CMOS带隙基准电压源。电路经过参数优化后用T-SPICE仿真结果为:在3.3 V电源电压下的输出的参考电压为1.403 1 V,当温度在-20~70℃之间变化时,电路的温度系数达到了10x10-6/℃,室温下电路的功耗为5.283 1 mW,电路低频时的电源抑制比特性还不是很好,还有待于进一步的提高,高频时的电源抑制比非常好,因此本电路可以广泛应用于低功耗,低温漂,高频集成电路中。 

CMOS电路IDDQ测试电路设计
中心议题:
  • CMOS电路IDDQ测试电路设计
解决方案:
  • IDDQ静态电流测试方法
  • 用Pspice进行了晶体管级模拟

 引言
   
测试CMOS电路的方法有很多种,测试逻辑故障的一般方法是采用逻辑响应测试,即通常所说的功能测试。功能测试可诊断出逻辑错误,但不能检查出晶体管常开故障、晶体管常闭故障、晶体管栅氧化层短路,互连桥短路等物理缺陷引发的故障,这些缺陷并不会立即影响电路的逻辑功能,通常要在器件工作一段时间后才会影响其逻辑功能。
   
功能测试是基于逻辑电平的故障检测,通过测量原始输出的电压来确定逻辑电平,因此功能测试实际上是电压测试。电压测试对于检测固定型故障,特别是双极型工艺中的固定型故障是有效的,但对于检测CMOS工艺中的其他类型故障则显得有些不足,而这些故障类型在CMOS电路测试中却是常见的。对于较大规模电路,电压测试测试集的生成相当复杂且较长,需要大量的实验数据样本。
   
IDDQ测试是对功能测试的补充。通过测试静态电流IDDQ可检测出电路中的物理缺陷所引发的故障。IDDQ测试还可以检测出那些尚未引起逻辑错误,但在电路初期会转换成逻辑错误的缺陷。本文所设计的IDOQ电流测试电路对CMOS被测电路进行检测,通过观察测试电路输出的高低电平可知被测电路是否有物理缺陷。测试电路的核心是电流差分放大电路,其输出一个与被测电路IDDQ电流成正比的输出。测试电路串联在被测电路与地之间,以检测异常的IDDQ电流。

1 IDDQ测试原理
   
电流IDDQ是指当CMOS集成电路中的所有管子都处于静止状态时的电源总电流。对于中小规模集成电路,正常状态时无故障的电源总电流为微安数量级;当电路出现桥接或栅源短接等故障时,会在静态CMOS电路中形成一条从正电源到地的低阻通路,会导致电源总电流超过毫安数量级。所以静态电源电流IDDQ测试原理是:无故障CMOS电路在静态条件下的漏电流非常小,而故障条件下漏电流变得非常大,可以设定一个阈值作为电路有无故障的判据。
   
CMOS集成电路不论其形式和功能如何,都可以用一个反向器的模型来表示。IDDQ测试电路框图如图1所示,电路IDDQ检测结果为一数字输出(高低电平)。测试电路中电流差分放大电路的输出与被测电路的IDDQ成正比。测试电路串联在电源、被测电路与地中间,以检测异常的IDDQ电流。为了实现测试,需要增加两个控制端和一个输出端。

2 测试电路设计

2.1 电路设计

   
图2所示为CMOS测试电路,其由1个电流差分放大电路(T2,T3)、2个镜像电流源(T1,T2和T3,T4)和1个反相器(T7,T8)组成。镜像电流源(T1,T2)用来产生一个参考电流IREF,电流源(T3,T4)的电流为(IDDQ-IREF),其作用相当于一个电流比较器。IDDQ是被测电路的电源电流。差分放大电路(T2,T3)计算出参考电流与被测电路异常电流IDDQ的差。参考电流IREF的值设为被测电路正常工作时的静态电源电流,其取值可通过统计分析求出。
2.2 工作模式
   

测试电路工作于两种模式:正常工作模式和测试模式。电路使能端E作为管子T0的输入,用来控制测试电路与被测电路的连接和断开,即测试电路的工作模式。
   
在正常工作模式下(E=1),T0导通,IDDQ经T0管到地,测试电路与被测电路断开,被测电路不会受到测试电路的影响。
   
在测试模式下(E=0),T0管截止,被测电路的静态电流IDDQ与参考电流IREF比较,如果静态电流比参考电流大,则电流差分放大电路计算出差值,反向器的输出即测试输出为高电平(逻辑1),表明被测电路存在缺陷。若静态电流比参考电流小,反向器输出即测试输出为低电平(逻辑0),表明被测电路无缺陷。

2.3 不足与改进
   
因为测试电路加在被测电路与地之间,所以会导致被测电路的性能有所下降。为了消除这种影响,另外加上控制端X。在正常工作模式情况下,X端接地,测试电路与被测电路分离,测试电路对被测电路无任何影响。在测试模式下,X端悬空,E端接地,T0管截止,测试电路进行测试。
   
在测试模式下,X端悬空,E端接低电平,若电路有缺陷,测试输出为高电平。但是被测电路输入跳变时,被测电路无缺陷,也会产生一较大的动态峰值电流IDDQ。为了避免出现误判断,在此种情况下,测试电路应输出为低电平。所以在被测试电路输入变化后,必须在瞬态电流达到稳定时才可进行IDDQ测试。

3 结语
   

本文所设计的IDDQ测试电路由一个电流差分放大电路、电流源、反相器组成。在正常工作模式下,测试电路与被测电路断开;在测试模式下,电流差分放大电路计算出被测电路电流与参考电流的差,反相器输出是否有缺陷的高低电平信号。测试电路用了7个管子和1个反相器,占用面积小,用Pspice进行了晶体管级模拟,结果证明了其有效性。IDDQ测试的缺点是随着特征尺寸的缩小,每个晶体管阈值漏电流的增加,电路设计中门数的增加,电路总的泄漏电流也在增加,这样分辨间距会大大缩小,当出再重叠时就很难进行有效的故障检测和隔离。但尽管如此,由于IDDQ测试电路的简易性非常突出,所以它仍然是目前可测性测试技术的研究热点。
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