中心议题：
手机中D类放大器中EMI的产生 手机中D类放大器中EMI的改善措施解决方案：
EEE技术降低手机中D类放大器的EMI 合理的PCB布局改善手机D类放大器的EMID类放大器开关输出的拓扑结构带来了高频的EMI，如何控制好D类放大器的EMI，是系统工程师必须要考虑的方面。本文介绍手机D类放大器中EMI的产生及D类放大器EMI的改善措施。
D类放大器中EMI的产生
变化的电压和电流信号会产生电磁场辐射，形成电磁波干扰（EMI：Electro-Magnetic Interference），这些电磁波信号会影响收音机、电视和手机等产品的正常工作。为了防止电子设备的EMI问题，世界各国都制定了相关的标准规定，如美国的联邦通信委员会（FCC：Federal Communication Commission）的认证，目的都是限制电子产品的电磁波辐射。
EMI测试是在特定的电波暗室中进行的，测量由产品中辐射出来的电磁波强度，与FCC等规范相比较，不得超过规定的最大能量。FCC规范中将产品按用途分为CLASS A 、CLASS B 两大类，A 类为用于商务或工业用途的产品，B 类为用于家庭用途的产品， FCC 对 B 类产品法规要求更严格。下表显示的是FCC 规范的CLASS A和CLASS B标准：
传统D类放大器开关输出的拓扑结构是一个很好的EMI发射源：如调制的开关信号，开关信号的边沿变化，电源线上变化的电流信号等都会产生大量的EMI，如下图所示。
不同的发射源对应了不同的EMI频谱，由于D类放大器的调制频率一般在250kHz到1.5MHz之间，因此调制的开关信号和电源线上变化的电流信号带来的EMI主要集中在10MHz以下的频段；而方波的边沿变化一般是在纳秒级别的，因此它们所带来的EMI主要集中在几十MHz到几GHz的高频段。
EMI主要通过PCB的走线、通孔和扬声器的连线向外辐射，较大能量的EMI辐射需要一个“高效率”的天线，对不同的频率，一个有效的天线长度是该频率波长的四分之一（λ/4），小于这个长度，就不能形成有效的对外辐射。对30MHz的频率，采用一般的FR4的PCB板，天线长度需要大于114.1cm才能形成有效的辐射。所以在手机上采用D类放大器时，在放大器输出的PCB走线和扬声器连线上的方波边沿变化是EMI的最重要来源。特别是手机应用中所关心的一些频段，如下表所示：基本都在100MHz以上，因此我们需要特别地关注由方波边沿变化所引起的EMI辐射。
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中心议题： 探究手机射频和混合信号集成设计
解决方案： 利用调制器 采用CMOS功率放大器
一直以来，蜂窝电话都使用超外差接收器和发射器。但是，随着对包含多标准(GSM、cdma2000和W-CDMA)的多模终端的需求不断增长，直接转换接收器和发射器架构变得日趋流行。在过去十年中，集成电路技术取得长足发展，使得在单一芯片上集成各种不同的RF、混合信号和基带处理功能成为可能。
一个典型的蜂窝收发器(见图)包括RF前端、混合信号部分和实际的基带处理部分。就接收器而言，通常的架构选择包括直接转换到直流、极低中频(IF) 和直接采样。直接转换到直流的方法会受直流偏移和低频噪音干扰，而低IF可以减轻这类干扰，但镜像抑制却是一个关键性挑战。RF的直接采样则存在一些固有缺陷，如低频噪音、宽带信号的交叠以及动态范围需求。
在上述所有架构中，关键的挑战是集成模拟和数字功能。一旦信号下变换为直流或极低中频，不希望的干扰信号会伴随有用信号产生，而且其强度明显高于有用信号。对这种混合信号进行数字化处理需要一个高动态范围的A/D转换器，该转换器必须具有出色的噪音和无杂散动态范围性能。以GSM通信为例，偏移载波 3MHz处的干扰信号比有用信号高76dB，而偏移600KHz处的干扰信号比有用信号高56dB。这确定了A/D转换器的上限。
此外，在参考灵敏度水平，A/D输入端的有用信号可能只有1mV(-60dBV)。为了不降低噪音指数性能，量化噪音的基底必须足够低，对1mV信号要求是在-80dBV。另一方面，CDMA和W-CDMA具有更低的信噪比要求，所以可容忍的量化噪音基底范围相对较宽。
高动态范围的Σ-Δ转换器可以从连续时间转换器到离散采样时间转换器等不同类型的器件中进行选择。连续时间A/D转换器的优势是提供了抗交叠滤波器，它可以嵌入作为转换器的一部分。而离散时间转换器则需要在转换器前放置一个抗交叠滤波器，以消除频谱镜像。
调制器的阶数是影响动态范围的另一个设计参数。高阶调制器可以增加动态范围，但会导致潜在的稳定性问题。单位量化器与多位量化器之比也会影响动态范围特性。每个附加位可以提供6dB的动态范围，但这个拓扑结构需要在反馈通道中进行不匹配修整，以获得所需的动态范围。
图1: 直接转换到直流的架构受制于直流偏移和1/f噪音问题。其它的蜂窝收发器架构包括极低IF和直接采样。
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中心议题： 改善PSRR的方法解决方案： 共源共栅技术 负反馈技术 附加电路方法
在实际应用一个电路时，噪声和波动常会在不知不觉时被引入到供电电压中，从而影响输出端电压。为此，要使电路稳定，就必须消除或抑制这些噪声。基于这个原因，弄清楚由供电电压导致的噪声，在输出端是如何表现的以及如何测量并削弱这些影响输出的噪声是必要的。
PSRR是电路抑制来自于电源噪声能力的量化术语。它被定义为输入端到输出端的增益与电源到输出端增益的比值，即
这里，A(s)=输入端到输出端的增益=Gm×Rout；Ap(s)=电源到输出端的增益=GMp×Rout。
因此
这里，Gm为输入信号跨导；GMp为电源跨导。
1 改善PSRR的方法
为减小电源波动对输出端的影响，Gm必须增加而GMp必须减小。理想情况下，要完全排除电源波动的影响，就要使Gm无限大，而GMp为0。文中介绍了共源共栅技术，负反馈技术和采用附加电路。3种改善放大器电路PSRR的方法，并进行了仿真验证。
通过从VDD到输出端能够反方向影响电源波动的负增益改善PSRR，从而反映到放大电路的输出端。共源放大器为应用这一技术提供了支撑，结果已被证实。
2 共源共栅技术
2．1 简介
共源共栅技术，尽管增加了放大器的输出阻抗Rout，却也极大地增加了放大器电路的增益。然而，从电源VDD到输出端的增益仍然为1，与共源放大器相同。这样，共源共栅技术改善了PSRR，由于它增加了输入端到输出端的增益，而保持电源到输出端的增益为常数。
然而，和共源放大器相比，共源共栅也带来了输出摆幅和3 dB频率点减小的不足。输出摆幅减小是由于Vd输出摆幅值要求较低。由于输出能力增加，输出端的频率点左移而导致3 dB频率的减小。
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中心议题： 减轻D类放大器EMI问题的内部电路设计方法
解决方案： 边缘速率控制 扩频时钟 单边调制
最近这些年，许多包含电动扬声器（Powered speaker）的便携设备得到了快速发展——包括手机、MP3播放器、GPS系统、膝上型电脑和笔记本电脑、平板电脑、游戏机、玩具等等。在这些应用中，通常选用的驱动扬声器的音频放大器类型被称为D类（或开关）放大器，因为相比传统的AB类放大器设计，这类放大器的散热较少（在紧凑型产品中非常重要），且效率较高（延长电池寿命）。D类放大器开关拓扑的一个可能存在的缺点，就是其容易发出电磁辐射，可能会干扰周边其它电子设备。可以通过外部无源滤波方法将这种干扰缓减到某种程度，但这会增加最终产品的成本、占位面积以及复杂性。本文将探讨某些用于减轻EMI问题的内部电路设计方法。
边缘速率控制
为了放大音频信号，D类放大器的输出（或各种输出，以不同的配置） 在两个电源轨（通常为正极和接地）之间交替切换，其频率是所需放大的最高音频频率的10倍或更高（可能为300kHz或更高）。开关信号是经过调制的，从而通过简单的、有时是扬声器本身包含的低通滤波器来恢复音频信号。此开关转换一般速度非常快——也许是2ns或更短——因而包含显着的高频能量。这会导致互连导线缆产生EMI辐射，尤其是在信号路径中无低通滤波器，且放大器和扬声器之间的导线长度非常明显的情形下（也许超过1cm）。
用于缓减EMI辐射的一个方法是减低放大器输出的转换速率（slew rate）。图1所示为时域中的一个例子，其上方迹线有2ns的上升和下降时间，而下方迹线有20ns的上升和下降时间。
转换速率的减小（这里的因数为10） 对于D类放大器产生的辐射能量有着显着的影响。图2 显示了两种波形的频谱，此时D类输出正处于静默（无音频，占空比=50%），开关频率为333kHz。可以看到贯穿于30MHz~1GHz之间的大部分频谱，其高频（HF）内容减少约20dB。在包含有FM广播接收电子设备（88MHz ~ 108MHz）手机或无线互联网电路（700MHz ~ 2.7GHz）的系统中，这可大幅减少EMI，从而降低了可能影响系统性能的风险。
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中心议题：如何提升D类放大器的EMI性能
解决方案：调制拓扑 扩频调制技术 有源辐射限制
D类放大器以其超高的效率吸引着广大设计工程师的青睐，从而在电池供电的各种电子设备中得到了广泛的应用。但是，只要在系统中采用D类放大器，设计师们可能都必须在以下几个方面采取折衷，主要包括EMI干扰，实现复杂度高，以及需要较多的外部元器件而导致的成本过高等问题。
对于EMI问题，这是由于D类放大器的开关特性所导致的固有特性。对于不同的应用来说，可能对EMI性能的需求是不一样的。在许多应用中这是一个极为关键的指标。针对这一问题，器件提供商一直都在寻求解决方案。在第十四届国际集成电路研讨会暨展览会深圳站春季展上，IC巨头Maxim公司展出了一系列超低EMI干扰的新型D类放大器。
该系列器件之所以能够取得极好的EMI性能，主要在于我们采取了3项专利技术，他们分别是特殊的调制拓扑方案、扩频调制技术和有源辐射限制技术，该公司的多媒体业务部门的音讯产品业务开发经理Roderick Hogan介绍道。
调制拓扑
在传统的D类放大器中，采用的是PWM调制技术，这种技术以高效率著称，但问题是其内在的高速开关特性，产生了大量的EMI干扰，即便是采用非常考究的滤波器来滤除这些干扰，也无法满足足够的EMI性能，还有一个问题就是较差的音质问题。
为了改善这个问题，Maxim采用了全新的调制拓扑方案，这种调制方案中省去了包含体积颇大的电感器的滤波器，称作为无滤波调制技术，该公司的MAX9700系列就属于这类器件。其调制拓扑结构如图1所示。
图1： MAX9700无滤波D类放大器的调制拓扑结构
根据Roderick Hogan的介绍，在这种调制结构中，比较器基准采用锯齿波，与音频输入进行比较。拓扑结构中采用双半桥对称结构，每个半桥中都有自己的比较调制器和放大器，这种设计使得两个输出同时导通时间最短。从而保证了很低的功耗，特别是由于双半桥的采用，利用同芯片的一致性，实现了完美的对称差分结构，使得共模干扰信号得到较好的抵消，彻底省去了外部的LC地通滤波器，降低EMI干扰的同时，还保证了低功耗和高音质。
扩频调制技术
在Maxim的新型D类放大器中， 还采用了另一项专利技术，即扩频调制技术。该技术中对放大器的开关频率进行随机扩频调制。扩频后并不影响音频信息，而是将音频能量扩展到更宽的频谱上，而并非像扩展前那样，只是集中在开关频率及其各次谐波上。通过扩频，降低了输出端上的高频能量，从而大幅提升了EMI性能。“实际上，扩频系数并不需要太高，根据我们的试验，±6%是最佳值”，Roderick Hogan介绍说。图2和图3显示了扩频前后的实际效果对比。图中可以看出，通过扩频，扩频后的3次谐波就已经降到了基底噪声中了。
图2：扩频前的开关频率及其谐波分布特性
图3：扩频后的开关频率及其谐波分布特性
有源辐射限制
在Maxim的D类音频放大器中，除了采用上述两种专利技术外，还采用了有源噪声限制技术。有源辐射限制指的是，通过有源辐射限制电路设置放大器的最小脉宽，再结合交叉切换、上升/下降时间以及时钟频率的控制，则可以将工作过程中产生的功率谱限制在一个指定的输出功率电平以下。这样做的目的就是将频谱降低到某一水平，使得设备在无任何外部滤波以及接有较长的外部扬声器连线的情况下，其EMI特性仍能满足辐射限制要求。
实际上，采用有源辐射限制的意图也是围绕着降低EMI干扰的。因为当输出功率较高时，即便是只有几英寸的喇叭连线，其作用就像一根天线，辐射出很高的能量，从而严重威胁着EMI性能。此时，简单地通过改变时钟频率已经不太有效，而是需要改变放大器自身的PWM波形。这就是为什么Maxim的D类放大器（如MAX9705）不采用脉冲波而是采用锯齿波的真正原因，Roderick Hogan介绍说。
基于我们上述几种专利的特殊技术，保证了我们的D类放大器的独特EMI性能，允许的引线长度可以长达20多英寸，工程师在设计过程中具有很好的选择灵活性。但Roderick Hogan也特别提醒道，设计师在系统设计中仍需注意的是要适度注意扬声器的电缆长度选择，因为在有些系统中，过长的电缆引起的EMI辐射还是不容小觑的。
中心议题： 探究EDGE功率放大器在手机上的应用 功率放大器模式转换与输入信号的时序关系解决方案： 采用线性发射架构 与8PSK混合发射
在GSM系统，EDGE可说是进一步增加数据传输速率。通过调变方式的改变、编码以及多传输时槽进而达到3倍的传输速率。从1999年EDGE标准的制定至今，EDGE网络已有多被许多国家及其电信业者所采用，根据全球行动供货商协会(GSA，Global Mobile Suppliers Association)最近的统计，已有307种包含EDGE功能的设备发表。市场研究机构Strategy Analytics统计及预估，2006年EDGE手机市场约为1.6亿支，在2005-2010年间，EDGE/WCDMA手机市场将会有51%的年复合增长率(CAGR)的大幅增长。
EDGE射频端的解决方案─线性发射架构目前市场上有3种EDGE射频端的解决方案可供手机制造商选择，除了GMSK模式还要能同时支持8PSK模式。此3种分别为极性调变(Polar Modulation)、极性环(Polar Loop)以及线性发射(Linear EDGE)架构。
就线性发射架构而言，所使用之功率放大器必须能够操作在饱和模式(Saturated Mode)与线性模式(Linear Mode)。当手机操作在GSM时为GMSK调变，而GMSK为一固定振幅(Constant Envelope)，功率放大器所产生的失真对其影响较小，故此时功率放大器可操作于饱和区，即非线性区，来提高效率。当手机操作于EDGE模式时，是以一种改变振幅与相位的线性调变方式即8PSK调变，也因此对于功率放大器的线性度极为要求，以防止信号失真。
与8PSK混合发射
EDGE是使用TDMA的时槽架构(Time Frame Structure)，因此在多个发射时槽及混合发射模式时，功率放大器会有不同操作模式即8PSK切换GMSK或GMSK切换8PSK。而在时槽(Burst)与时槽之间必须将功率放大器所产生的功率降到最低，以免造成输出射频频谱变差或不符合ETSI的规范。因此对于时槽与时槽间的输入与控制信号时序(Control Timing)以及信号大小必须规范与遵守，如图3所示。以下是使用RFMD线性功率放大器RF3158以3个发射时槽，GMSK→8PSK→GMSK为例。
信号产生器输出的波形
首先使用信号产生器产生3个时槽，以Agilent Signal Generator E4438C为例，其设定如下：
1. Mode→ EDEG mode。
2. Data Format→ Framed。
3. Frame Trigger→ Continuous。
4. Configure Timeslots→ Multislot off，TS=TSC0并设定时槽。Normal代表此时槽为8PSK调变。
5. 输出功率=2dBm。
此时将信号连接至频谱仪以zero span观察，即可看出所设定的信号。由于信号产生器所产生的输出信号为功率放大器的输入信号即为RFin，理论上，在GMSK mode，波形上升时间越短越好，而在8PSK mode则是要求平缓上升，才不会影响输出射频频谱(ORFS-Output Radio Frequency Spectrum)。而Agilent E4438C在调整输出波形(burst shape)不论是上升时间、上升延迟、下降时间或是下降延迟都是以一个GSM时间框架内有设定为发射的波一起调整，EDGE与GMSK混合信号
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00仿真与实验
信号产生器设定好后，将其它设备与RF3158评估板连接 。以信号产生器的EVEN 1为任意波形产生器的触发信号，将编辑好的Tx_Enb、Vramp与 Vmode的波形加载任意波形产生器并连接至评估板，为了容易观察信号间的时序关系也就是希望将RFin 、RF Out、Tx_Enb、Vramp与VMode同时显示于示波器上，将通过频谱的Video Out将功率放大器的RF Out 与 RFin射频信号转换成电信号并 显示于示波器上，在此建议以VMmode为示波器外部触发信号，亦可将VMmode接到示波器的Ext Trigger in 以增加示波器的埠位使用。完成信号的设定与仪器的连接后，即可将电源及信号依续打开。
功率放大器模式转换与输入信号的时序关系
当线性EDGE 功率大器工作于GSM模式时，功率放大器工作于饱和模式，此时Vramp控制功率放大器晶体管之集极电压(Collector Voltage)使输出波形与功率大小符合所需的要求与ETSI的各项规范。当切换至EDGE模式时，功率放大器工作于线性模式，此时功率放大器晶体管之集极电压固定偏压于3.6V，Vramp则提供功率放大器晶体管的基极偏压(Base Bias)，控制其偏压电流，使功率放大器工作于线性区，如同一增益模块(Gain Block)，输入的射频信号与输出功率成一线性增益关系。
而RF3158支持GPRS Class 12的50%的发射周期(Duty Cycle)，此意味着可能同时发射两个混合模式时槽。也因此，功率放大器在两个时槽之间也就是保护时段(Guard Period)须完成模式转换。此转换时间可称为稳定时间(Settling Time)。
当VMode由High 转为Low代表功率放大器由为8PSK的线性模式切换为GMSK的饱和模式，此时RFin要降到最低且低于-40dBm(建议值)的输入功率，Vramp则需降到约0.3V，而Tx_Enb关掉1QB(Quarter Bit，1QB约为0.92us)有助于缩短稳定时间 (Settling Time)。稳定时间是由于功率控制回路与Vramp引脚内的低通滤波器所造成，而Tx_Enb关掉可提供一放电路径。
当我们将RFin于VMode转为Low后2QB的时间打开，很明显的，可于8PSK与GMSK之间的保护时段看到一突波(Spike)。由此可知，功率放大器于模式转换期间，在未完成稳定时间，未将RFin信号降至<-40dBm或输入RFin信号，将产生突波造成输出射频频谱之功率转换瞬态所产生的频谱(Output Radio Frequency Spectrum-Spectrum due to switching transients)变差，甚至无法通过规范。
除了输入信号的时序关系，另一个会影响功率转换瞬态频谱的是保护时段期间RFin的信号大小。此实验可通过另外一台信号产生器来提高保护时段期间RFin的信号大小，来实验RFin于保护时段时至少要低于多少，才不至于导致突波。图20为原本的信号，保护时段期间RFin的信号大小为-74.32dBm。此时，外加一台信号产生器产生一连续信号通过合成器(Combiner)将两信号合成后，输入功率放大器。图21为两信号产生器的合成结果。通过此一实验，可得知由收发器(Transceiver)所产生的最小的输出功率不要超过-33dBm。
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中心议题：
D类功率放大器原理特点 D类功放设计需要注意的关键点 绿色能效D类功放TFA9810T设计应用解决方案：
D类功放的模拟输入级 D类功放的输出级LPF低通滤波设计 D类功放的温升测试 D类功放的功率效率测试
多媒体时代，传统A类、B类、AB类线性模拟音频放大器因效率低，能耗大，已不能满足电子视听类LCD／PDP／OLED／LCOS／PDA等绿色节能、高效、体积小等新发展趋势，而非线性音频放大器件Class-D类功放因具备节能、高效率、高输出功率、低温升效应、占用空间小等优点，将被纳入越来越多新产品设计中。D类放大器架构上分半桥非对称型和全桥对称型，而全桥类相对半桥型具有高达4倍的输出功率，更为高效；从信号适应上分模拟型和I2S全数字型，因全数字型尚处发展阶段，成本高，而模拟型因成本优势将在未来几年处于应用主流。本文重点剖析了全桥模拟型D类功放设计要素，实现了一种基于NXP公司新型绿色能效模拟D类功放TFA9810T电路设计，并重点对绿色节能高效、高输出功率、低温升效应、PCB布局、EMI抑制几个方面进行总结分析。
1 D类功率放大器原理特点
1．1 D类放大器系统结构
D类放大器由积分移相、PWM调制模块、G栅级驱动、开关MOSFET电路、Logic辅助、输出滤波、负反馈、保护电路等部分组成。流程上首先将模拟输入信号调制成PWM方波信号，经过调制的PWM信号通过驱动电路驱动功率输出级，然后通过低通滤波滤除高频载波信号，原始信号被恢复，驱动扬声器发声，如图1所示。
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1．2 调制级(PWM-Modulation)
调制级就是A／D转换，对输入模拟音频信号采样，形成高低电平形式数字PWM信号。图2中，比较器同相输入端接音频信号源，反向端接功放内部时钟产生的三角波信号。在音频输入端信号电平高于三角波信号时，比较器输出高电平VH，反之，输出低电平VL，并将输入正弦波信号转换为宽度随正弦波幅度变化的PWM波。这是D类功放核心之一，必须要求三角波线性度好，振荡频率稳定，比较器精度高，速度快，产生的PWM方波上升、下降沿陡峭。
1．3 全桥输出级
输出级是开关型放大器，输出摆幅为VCC，电路结构如图3所示。将MOSFET等效为理想开关，关断时，导通电流为零，无功率消耗；导通时，两端电压依然趋近为零，虽有电流存在，但功耗仍趋近零；整个工作周期，MOSFET基本无功率消耗，所以理论上D类功放的转换效率可接近100％，但考虑辅助电路功耗及MOSFET传导损耗，整体转换效率一般可达90％左右。因为转换效率很高，所以芯片本身消耗的热能小，温升也才很小，完全可以不考虑散热不良，因此被称为绿色能效D类功放。
对全桥,进一步减小导通损耗，要使MOSFET漏源的导通电阻RON尽量小。选取低开关频率和栅源电容小的MOSFET，加强前置驱动器的驱动能力。
1．4 LPF低通滤波级
LPF滤波器可消除PWM信号中电磁干扰和开关信号，提高效率，降低谐波失真，直接影响放大器带宽和THD，必须设置合适截止频率和滤波器滚降系数，以保证音频质量。对于视听产品，20 Hz～20 kHz为可听声；低于20 Hz为次声；高于20 kHz为超声。应用中一般设置截止频率为30 kHz，这个频率越低，信号带宽越窄，但过低会损伤信号质量，过高会有噪声混入。常用LPF滤波器一般有巴特沃思滤波器、切比雪夫滤波器、考尔滤波器三种。巴特沃思滤波器在通带BW内最大平坦幅度特性好，易实现，因此视听产品多采用等效内阻小，输出功率大的LC二阶巴特沃思滤波器如图4所示。
1．5 负反馈
负反馈是LPF电路，将检测到的输出级音频成分反馈到输入级，与输入信号比较，对输出信号进行补偿、校正、噪声整形，以此改善功放线性度，降低电源中纹波(电源抑制比，PSRR)。负反馈可减小通带内因脉冲宽度调制、输出级和电源电压变化而产生的噪声，使输出PWM中低频成分总能与输入信号保持一致，以得到很好的THD，使声音更加丰富精确。
101．6 功耗效率分析
D类效率在THD<7％情况下，可达85％以上效率，远高于普及使用的最大理论效率78.5％的线性功放。根本原因在于输出级MOSFET完全工作在开关状态。理论上，D类功放效率为：
假设D类功放MOSFET导通电阻为RON，所有其他无源电阻为RP，滤波器电阻为RF，负载电阻为RL，则不考虑开关损耗的效率为：
式中：fOSC是振荡器频率；tON和tOFF分别是MOSFET开、关频率。此时效率为：
由上述公式得知，D类功放中负载RL，相对其他电阻，比值越大效率越高；MOSFET作为续流开关，所消耗的功率几乎等于MOSFET导通阻抗上I2RON损耗和静态电流总和，相比较输出到负载的功率几乎可忽略。所以，其效率远高于线性功放，如图5所示。非常适应现今绿色节能的要求，适合被平板等数字视听产品规模使用。
2 D类功放需要注意的关键点
在D类设计应用中需注意以下几点：
2．1 Deadtime(死区校正)
全桥MOSFET管轮流成对导通，理想状态一对导通，另一对截止，但实际上功率管的开启关断有一个过程。过渡过程中，必有一瞬间，如图3所示，在IN1／IN3尚未彻底关断时IN2／IN4就已开始导通；因MOSFET全部跨接于电源两端，故极端的时间内，可能会有很大的电压电流同时加在4个MOSFET上，导致功耗很大，整体效率下降，而且器件温升加剧，烧坏MOSFET，降低可靠性。为避免两对MOSFET同处导通状态，引起有潜在威胁的很大短路电流，应保证一对MOSFET导通和另一对MOSFET截止期间有一个很短的停滞死区时间(Dead-time)，这个时间由Logic逻辑控制器控制，以有效保证一组MOSFET关断后，另一组MOSFET再适时开启，减小MOSFET损耗，提高放大器效率。
但Deadtime设置不当，将出现如下问题：
(1)输出信号中将产生毛刺，造成电磁干扰，也即死区时间内，IN1／IN3都关断。完全失控的输出电压将受到图6(a)中体二极管电流的影响(体二极管电流的形成，参见下文EMI节)，输出波形中将出现毛刺干扰。
(2)Deadtime过大，输出波形中出现的毛刺包含的能量将持续消耗在体二极管中，以热能形式消耗能量，严重影响芯片工作稳定性和输出效率。
(3)Deadtime过长，影响放大器线性度，造成输出信号交越失真，时间越长，失真越严重。
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102．2 EMI(Electro-Magnetic Interference)
EMI主要由MOSFET体二极管反向恢复电荷形成，具体产生机理如图6所示。
第一阶段，MP1-MOSFET导通，有电流流过MOSFET和后级LPF电感；第二阶段，全桥进入Dead-time期间，MP1本身关断，但其体二极管依然导通，保证后级电感继续续流；第三阶段，Deadtime期结束，MN1导通瞬间，若MP1体二极管存储的剩余电荷尚未完全释放，则瞬间释放上一次导通期间未释放的存储电荷，导致反向恢复电流激增，此电流趋向于形成一个尖脉冲，最终体现在输出波形上，如图6(b)所示。因此，输出频谱会在开关频率以及开关频率倍频处包含大量频谱能量，对外形成EMI。
为抑制EMI，以降低输出方波频率，减缓方波顶部脉冲为目的，将一些内部EMI消除电路新技术应用于新产品中：
(1)Dither。扩展频谱技术，即在规定范围内，周期性调整三角波采样时钟频率，基波和高次谐波避开敏感频段，使输出频谱能量平坦分散；
(2)增加主动辐射限制电路，输出瞬变时，主动控制输出MOSFET栅极，以避免后级感性负载续流引起高频辐射。
2．3 印制板PCB布局设计规则
(1)因输出信号含大量高频方波，需将加入的低失真、低插入损耗LC滤波电容和铁氧体电感低通滤波器件紧密靠近功放，将承载高频电流的环路面积减至最小，以降低瞬态EMI辐射。
(2)因输出电流大，音频输出线径要宽，线长要减短，故需降低无源电阻RP和滤波器电阻RF，提高负载电阻RL比值，提高输出效率。
(3)PCB底部是热阻最低的散热通道，功放底部裸露散热铜皮面积要大，应尽可能在敷铜块与临近具有等电势的引脚以及其他元件间多覆铜，裸露焊盘相接的敷铜块用多个过孔连接到PCB板背面其他敷铜块上，该敷铜块在满足系统信号走线要求下，应具有尽可能大的面积，以保证芯片内核通过这些热阻最低的敷铜区域有最佳散热特性。
(4)大电流器件接地端附近，多加过孔，信号若跨接于PCB两层间，多加过孔提高连接可靠性，降低导通阻抗。
(5)信号输入端元件焊盘和信号线与输出端保持适当间距，关键反馈网络器件置放在输入／输出PCB布局模块中间，防止输出端EMI幅射影响输入端小信号。
(6)地线、电源线远离输入／输出级，采用单点接地方法。
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103 基于上述要素的绿色能效D类功放TFA9810T设计应用
3．1 TFA9810T内部结构
TFA9810T是NXP公司推出的双通道额定输出2×12 W的高效Class-D类功放，主要由两组全桥功率放大器(Full-Bridge)、驱动前端、逻辑控制、OVP／OCP／OTP等保护电路、全差分输入比较器、供电模块等构成，如图7所示。
其具备如下特点：可取消散热器，有很高的可靠性，8～20 V单电源供电，外部增益可调，待机节能状态的供电电流为微安级，耗能很小等。非常适合应用于平板类电视产品、多媒体系统、无线音频领域。
3．2 模拟输入级设计
TFA9810T输入端采用可抑制共模干扰的全差分输入电路。以图8 AMP-Rin输入端为例，RA128／RA133／CA139构成负反馈低通滤波器，用于衰减反馈信号中高频载波成分。增加低频成分反馈量，特别是直流成分。有效改善了零输入时因输入信号直流电平与比较器门限电压差异形成的占空比误差，调整RA128也可实现TFA9810T增益控制，使Au(dB)=20log(VOUT／VIN)≌20log(RA128／RA132)。器件CA153／RA132／RA133及TFA9810T内阻构成高通滤波器，用于对输入信号的缓冲。若CA153容值过小，会影响低频响应，理论确定公式为：
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10
本设计取值1 μF，确定低端频率为16 Hz，若该频率定得太高，低端输入电抗(如在20 Hz)会太大，可能导致输出端较大噪声和直流偏移噪声(plop-noise)。反馈信号与经过缓冲的输入音频比较后，通过RA133进入TFA9810T进行PWM调制。为避免图8中Rin／Lin输入信号频率因半导体非线性产生和频和差频，导致输出端出现啸叫声，则通过调整电容CA123／CA145，将两路载波频率调差50 kHz左右。本设计中将取CA123=22 pF，CA145=47 pF，实现了Rin／Lin载频相差50 kHz。
3．3 输出级LPF低通滤波设计
TFA9810T输出端低通滤波器采用二阶巴特沃思滤波器方式，实际的巴特沃思二阶滤波器由图9中RCA类电子元器件CA135／RA145／CA136／LA5／CA137／CA138／RA148／CA159／CA140／CA141／RA152／LA6／CA142／CA144等构成，对PWM方波中15 Hz～20 kHz音频成分表现为直通效应，对超过音频范围的20 kHz以上高频成分呈现-12 dB／倍频程滚降率。
简化模型中，由Lse和Cse,R，C1构成基本巴特沃思滤波器，R和C1又构成有Zobel network的消峰电路，用于去除高频时尖峰脉冲干扰。
3．4 温升测试
本设计功放TFA9810T的直流电源供电15．2 V，工作环境温度为20℃，音频系统输入为2Vp未调制的1 kHz单音频信号，匹配负载为8 Ω扬声器，调整音频输出功率21 W，持续工作30 min，使用温度测试设备测得TFA9810T壳体中央最高温度为45℃，温升仅25℃，无需再增加散热片。
3．5 音频A／D／A测试分析
图10测试了TFA9810T功放音频输入端为1 kHz的2V。单音频信号波形，输出端扬声器端到GND间为12．84V。，图9中LPF。滤波前功放输出的PWM波形。图11～图13分别拓展了图10中A／B／C区。
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10
由图10～图13可知，输入波形叠加有高频杂波。说明前端引入不良干扰，需进一步分析改进；输出波形平滑，无交越失真，Deadtime特性较好；输入／输出正弦波相位相反，直接由电阻RA128等形成闭环负反馈通路，降低了噪声干扰，并进行增益控制。A，B，C区的拓展图输出正弦波峰、波谷、S区域处PWM的频率分别为238．8 kHz，224．9 kHz，626．4 kHz，占空比不同，符合三角波采样特性。图中波峰、波谷处PWM脉冲fall下降沿和rise上升沿更为陡峭，相比S形区域，包含大量高频谐波，易引起EMI辐射，但通过巴特沃思二阶滤波器滤波后，输出正弦波良好，无明显高频杂波迭加，EMC测试也无明显对外辐射频率，满足了设计需要。
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10
3．6 功率、效率测试
图14测试了在图10状态下功放TFA9810T的供电电压、电流实际波形。
由图10可知，功放单端输出功率为：
由图14参数可知，功放供电系统承载的总功率为：
由此可得TFA9810T的效率为：
4 结 语
介绍了模拟全桥D类功放拓扑结构，详细探讨了通过二阶巴特沃思滤波器设计和功放PCB布局，抑制了因Deadtime等产生的EMI。最后基于NXP公司D类功放TFA9810T，实现了一种新型绿色能效双通道D类音频放大器设计。仿真和测试结果表明，在供电电压约为15 V时，放大器可向两8 Ω扬声器提供10 W×2的输出功率，转换效率达90％，总谐波失真小于7％，1 kHz正弦波音频输出无交越失真，无明显EMI干扰，功放壳体相对温升25℃。随着当今社会节约能源的要求，该类绿色能效设计将在未来几年达到更广泛的应用。
中心议题：
高阻抗信号测量原理与影响因数分析 高阻抗信号测量保护电路设计与分析
空气质量检测、光电信号探测、加速度计、压电传感器以及生物体信号等高阻抗信号测量，易受到来自测量系统输入电阻、输入偏置电流的影响，实际测量系统中主要有与信号路径相并联的元器件如电阻、电容的分流，电缆泄漏电流和印刷电路板寄生漏电流的影响。因此，高阻抗微弱信号测量电路，必须经过精心设计以满足系统对低偏置电流、低噪声和高增益的要求。
1 高阻抗信号测量原理与影响因数分析
高阻抗信号测量，易受到测量系统输入阻抗的分压与系统输入偏置电流的影响。如图1所示，将被测高阻抗信号源与测量系统相连，信号源的戴维宁等效电路由Vs与Rs串联而成。假定测量系统的等效输入电阻为Rin，输入端电压为Vin，由于Rs与Rin的分压，使得输入端电压减小，测量系统的输人端电压为：
假定Rs=1 MΩ，Rin=100 MΩ。当Vs=1 V时，Vin=0.99 V，可以看出，系统输入电阻的负载效应产生1％的误差。实现高精度测量，需要增加测量系统的输入阻抗。
如图1所示，测量系统的偏置电流为Ibias，假定电流正方向为流入测量系统，这一电流将在源电阻Rs上产生误差电压，实际测量系统探测到的输入电压为：
假定Ibias=1 nA，Rs=10 MΩ。当Vs=1 V时，Vin=0.99 V。此时，输入偏置电流将引起1％的误差。实现高精度测量，需要降低测量系统的输入偏置电流。
从以上分析可以得出，提高测量系统的输入阻抗和减小输入偏置电流对高阻抗信号测量有着重要的意义。测量系统的输入阻抗应当远大于被测信号源的内阻才能满足对测量精确度的要求。
实际测量系统的等效输入阻抗主要包括有信号电缆绝缘电阻、信号调理电路的分流电阻、放大器输入阻抗，以及印刷电路板的寄生电阻。系统的输入偏置电流主要包括有信号调理电路分流电流、信号输入电缆和印刷、电路板上的泄露电流。目前，高输入阻抗、低噪声的FET放大器，其输入阻抗高达1010～1012Ω，输入偏置电流为皮安(pA)量级，电压、电流噪声性能都能满足普遍应用场合。由于理想的高阻值电阻、低漏电流电容往往是难以得到的，从传感器输出的微弱信号，在经过放大之前需要经过各种调理，信号调理电路的设计显得非常重要，它决定了测量系统的性能。如何提高测量系统的输入阻抗，减小输入偏置电流与降低系统噪声成为了高阻抗微弱信号探测的主要考虑因数。这里主要就提高系统输入阻抗和减小输入偏置电流进行研究和分析。
12 电路设计与分析
这里所指的保护，是指将电路中的低阻抗节点电势与高阻抗输入端电势近似等电势的一种技术，即通过低阻抗的保护电路，把电路中低阻抗节点的电势强制拉升到与高阻抗输入端电势近似相等。这里针对被测信号是源电阻Rs=10 MΩ、交流信号幅值为O．1 mV、直流信号电平为0．1 V的高阻抗微弱交流电压信号。信号源的戴维宁等效电路如图2中左边虚线框所示，为Vs与Rs串联构成，信号调理电路包括高通滤波电路、前级放大电路和保护电路。
由于实际探测信号，频率成分往往较为复杂，有时想要测量的信号，深深地掩埋在其他频率信号噪声中，因此，信号在进入放大器之前，需要经过滤波。本电路需要测量的信号为交流信号，被直流电平所掩盖，因此需要先对其高通滤波，滤波截止频率由被测量信号的带宽决定，通过改变C1，R1的值来改变高通滤波截止频率，这里需要注意的是，理论上电阻R1的阻值越大越好，这样可以提供测量系统的输入阻抗，实际上大阻值的电阻往往是不容易得到的，这里选用阻值为100 MΩ的电阻，高通截止频率为fH=1．6 Hz。
如图2所示，前级信号放大电路采用同相比例运算电路结构，此电路引入电压串联负反馈增大输入电阻，减小输出电阻，其放大倍数A等于：
A=1+R4／R5 (3)
如图2中所示，电路电阻取值分别为：R4=100kΩ，R5=1 kΩ，因此放大倍数A=101倍。这里需要注意同相比例运算电路具有高输入电阻、低输出电阻的优点，但因集成运放有共模输入，为了提高运算精度，应选用高共模抑制比的集成运算放大器。
常规方法测量时，电阻R1的下端直接与地相连，系统的输入阻抗主要取决于电阻R1的值，系统的等效输入阻抗约等于100 MΩ。由以上分析可以得出，其测量误差会达到10％。这么大的误差，在实际应用中是不允许的。通过设计保护电路，可以很好地解决这一问题。
图2中下侧虚线框内的电路为保护电路，从放大器A1的反相输入端引入信号到保护放大器Aguard的正相输入端，保护放大器实则为电压跟随器。电阻R1的低电位端加上保护电位Vguard，当R2>>R3时。在一定频率范围内，保护电位近似等于高阻抗输入端电位Vin，可以通过调节R2，R3的阻值来改变保护电位的大小。保护电位由保护缓冲放大器提供，而不是由信号源提供．电阻R1的低阻抗端加上保护电位后，其电压降将大大减小，流经它的电流也将大大减小。
保护电路需要满足信号路径阻抗远大于保护电路阻抗，即：
式中：Zs表示信号路径的阻抗，Zg表示保护电路阻抗，本设计中，R2=100 kΩ，C2=1μF，Zs／Zg=1 000。
高阻抗微弱信号测量中，运算放大器的选择是至关重要的，需要考虑高的输入阻抗、低的输入偏置电流、低噪声等参数。该电路选用AD公司的极低噪声BiFET运算放大器AD743，其输入偏置电流最大值为250 pA，输入阻抗高达1010Ω，CMRR达90 dB。
实际测量系统中，对于输入信号电缆引起的误差，可以选择使用绝缘电阻尽可能高的电缆，另外，在电缆屏蔽层加上保护电势Vguard，可以大大降低电缆泄露电流引起的误差。印刷电路板由于污染等原因导致绝缘电阻下降而引起漏电流，当运放同相输入端与电源输入端相邻时，会带来干扰，因此，将保护电势加载于运放输入端与信号线周围，将大大减小信号路径上的泄露电流，而来自电源的漏电流将会被保护电路吸收。
3 仿真结果分析
对图2所示的电路，用PSpice仿真软件对电路进行模拟分析，交流扫描的结果如下，各关键节点电压如表1所示，电阻R1的低阻抗端加上了90．121μV的保护电压，流经电阻R1的分流电流为90．031 fA。
如图3所示，图中上半部分为系统输出信号波形，下半部分为系统输入阻抗波形，从图中可以看出，在频率为100 Hz处，测量系统的输出电压值Vout为10．011 mV，交流输入阻抗Rin为1．132 8 GΩ。经计算，系统的放大倍数A为100．998倍。
从上述分析可以得出，采用保护电路大大提高了系统的输入阻抗，减小了系统的输入偏置电流。仿真结果与理论分析相符，保护电路对高阻抗微弱电压信号高精度测量提供保障。
4 结 语
本文从高阻抗信号测量原理出发，分析了测量系统输入阻抗和偏置电流对测量精度的影响，针对高阻抗微弱电压信号，应用保护技术，设计了一种带保护电路的高阻抗微弱信号放大电路，通过PSpice软件仿真分析，验证了该电路可实现对高阻抗信号的高精度测量，为高阻抗信号测量提供了一种有价值的参考方法。
中心议题： D 类音频功放的系统设计 D 类音频功放单元电路设计实现
解决方案： D 类音频功放单元电路设计
D 类音频功放具有高效、节能、小型化的优点，广泛应用于便携式产品、家庭AV 设备及汽车音响等多个领域。本文设计的D 类音频功率放大器主要基于以下三个方面考虑：保证高保真度、提高效率和减小体积。文章设计了一款工作于5V 电源电压并采用PWM 来实现的D 类音频功率放大器，整个系统包含了输入放大级、误差放大器、比较器、内部振荡电路、驱动电路、全桥开关电路及基准电路。通过引入反馈技术来减小系统的THD 指数，采用双路反宽调制方案不仅抑制了D 类音频功率放大器的静态功耗，而且达到了去除D 类音频功率放大器输出端低通滤波器的目的，减小了系统的体积。
1 D 类音频功放的系统设计
本文所设计的D 类音频功率放大器的系统结构如图1 所示。该放大器结构是基于双边自然采样技术方案实现的，在任一时刻输出所包含的信息量都是单边采样方案的两倍，通过双边自然采样还可以把输出音频信号中大量的失真成分移除到人耳所能感应到的音频带宽范围之外，达到去除D 类音频功率放大器输出端低通滤波器的目的。
图1 D 类音频功率放大器结构
系统采用单电源供电，脉冲信号"out1"和"out2"的高低电平分别为VDD 和GND,输入放大级由运算放大器OTA 的闭环结构实现，误差放大器则由运算放大器OTA 与电容Cs 构成。系统工作时，音频输入信号Vin 首先经过输入放大级后输出两路差分信号，再与反馈信号求和送到误差放大器中产生误差信号VE1、VE2,对三角波载波信号VT 进行调制，输出两路脉冲信号"out1"和"out2"以驱动扬声器发声。系统包含两个反馈环路，第一个由R1、Rf1 和OTA 组成，用来设置输入放大级和整个D 类音频功率放大器的增益，第二个由R2、Rf2 和后端音频信号处理电路组成，用来减小系统的THD 指数。
在图1 中，对电容Cs 充放电的电流I1、I2 由Vout1、Vout2、Vin、R1、Rf1、R2 和Rf2 共同决定，其中电阻和电容必须具有良好的线性度和匹配性，以获得良好的闭环性能。
开环D 类音频功率放大器的模型如图2 所示。
图2 开环D 类音频功率放大器模型
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00此时系统输出为：
开环系统的总谐波失真为：
式（2）中的Vin 为放大器的输入信号，Vn 为引入的谐波失真，Hf 为传递函数。
具有反馈环路的D 类音频功率放大器的模型如图3 所示。
图3 闭环D 类音频功率放大器模型
此时系统的输出为：
其中Hfb 为闭环模型的传递函数，G 为反馈增益。为了得到相等的放大倍数，设计传递函数为：
则式（3）变为：
闭坏系统的总谐波失真为：
比较式（2）和式（6）可以看出，具有反馈环路闭环系统THD 为开环系统THD 的1/（1+HfbG），即通过反馈结构减小了系统的THD。
2 单元电路设计实现
系统单元电路主要包括：输入放大级、误差放大器、比较器、驱动电路、全桥开关电路、内部振荡电路和基准电路。
2.1 输入放大级
D 类音频功率放大器的输入放大级是基于运算放大器（OTA）的闭环结构来实现的，其结构如图4所示，用来根据需要对输入的音频信号作电平调整和信号放大处理，使输入信号在幅度方面能满足后级电路的要求，输入放大级的增益可以通过设置Rf1和R1 的阻值来决定。
图4 输入放大级电路结构
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002.2 比较器
本文所采用的比较器电路如图5 所示，比较器电路由三级构成，即输入预放大级、判断级（或正反馈级）和输出数字整形缓冲级。预放大级采用有源负载的差分放大器来实现，其放大倍数不用很大，用来进行输入信号的放大，以提高比较器的敏感度，并把比较器的输入信号与来自正反馈级的开关噪声隔离开；判断级用来将预放大级的信号进一步放大，为比较器的核心部分，电路中通过把m8 与m9 的栅极交叉互连实现正反馈，以具备能够分辨非常小的信号的能力，并提高此级电路的增益；输出缓冲级是一个自偏置的差分放大器，它的输入是一对差分信号，用来把判断级的输出信号转化成逻辑电平（0V 或5V），即输出高电平VOH=VDD,输出低电平VOL=GND。
图5 比较器电路图
2.3 内部振荡电路
本文采用的三角波产生电路结构如图6 所示，其中m5、m6 和m7、m8 构成了两组恒流源，m9~m13 和Q1 构成了输出级。在电路中，采用将输出信号VT 分别反馈到比较器comp1 和comp2,与参考电平VREF1 和VREF2（VREF2<VREF1）进行比较，并通过一组数字电路产生两路反向的时钟信号clk 与clk0,来控制m2 和m3 的开启和关断，从而达到对电容C 进行充放电，产生三角波信号VT 的目的。
图6 三角波产生电路
由图6 可知，VT 初始电压值为零，电路上电时，由于0<VREF2<VREF1,此时比较器comp1 输出为高电平，比较器comp2 输出为低电平，使得时钟信号clk为低电平、clk0 为高电平，m1、m3 导通，m2、m4 关断，电源通过m3、m5、m6 向电容C 充电，VT 上升，当VT=VREF2 时，clk 仍为低电平、clk0 仍为高电平不变，VT 电位继续上升，直到VT=VREF1 时，clk 变为高电平，clk0 变为低电平，m2、m4 开启，m1、m3 截止，电容C 通过m2、m7、m8 向地放电，VT 下降，当VT=VREF3 时，时钟信号clk 再次变为低电平，clk0 变为高电平，重新开始对电容C 充电，如此循环便产生了三角波信号VT,其幅值为VREF1- VREF2,频率由电容C的取值和充放电的电流大小决定。
2.4 全桥开关电路
输出级采用N、P 型功率开关对管组成的全桥开关电路实现，其结构及负载电流流向如图7 所示。
图7 全桥电路结构及负载电流示意图
全桥开关电路工作在开关模式，随着输入信号的改变，m1~m4 的状态随之转换，始终只有对角一对功率开关管导通，另一对截止。
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002.5 驱动电路
驱动电路结构如图8 所示，该电路能有效调节死区时间（N 型、P 型功率开关管同时关断），防止单臂"shoot- through"现象，并有保护关断功能。输入信号为比较器输出的PWM 脉冲信号，PWM1用来驱动N 型功率开关管，PWM2 用来驱动P 型功率开关管。为了避免全桥开关电路中的单臂"shoot- through"现象，当PWM 信号从低电平变为高电平时，PWM2 应首先变为高电平， 关断PMOS 功率开关管，随后PWM1 再变为高电平，开启NMOS 功率开关管，如图9 所示；反之，当PWM 信号从高变为低时，PWM1 先变为低电平，关断NMOS 开关功率管，随后PWM2 再变为低电平，开启PMOS 开关功率管。实际电路中，可以根据需要通过控制延迟单元的控制位Tc 来调整死区时间的长短。为减小失真，必须减小死区时间，该驱动电路采用了逐级增加驱动能力的方式来驱动功率管，从而减小了必要的死区时间，保证了低失真度。
图8 驱动电路结构
图9 死区时间
EN 是控制模块的使能信号，正常工作为高电平；当出现过流、过温等情况时，则变为低电平，关断全桥功率开关电路。
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002.6 基准电路
本文所设计的带隙电压基准源结构如图10 所示，主要由核心电路与启动电路两部分组成。
图10 基准电路
核心电路中M1~M12 一起构成共源共栅电流镜来提供直流偏置，运放op1 采用两级共源共栅放大。另外，在图10 电路中引入了负反馈，保证了该偏置电路电流镜的准确性，同时与电源无关，具有很高的电源抑制比。
电路上电时偏置电路可能会出现零电流的情况，需要启动电路保证电路能够正常工作。电路不工作时，EN、Vs1 为0,Vs2、Vs3 为1,M15、M17 不通，运放输出为高，M3~M6 也不通，整个电路不消耗电流。当EN 由0 变成1 时，由于C1 的作用，Vs1 保持为0,Vs2 为1,Vs3 变为0,此时M15、M17 导通，inp、inn 分别被拉到0、1,运放输出变为0,M3~M6 导通，M13、M14 支路开始有电流，并对C1 充电，直到Vs1 高过I2 阈值电压时，Vs2 变为0,Vs3 则变为1,M15、M17 关断。最终电路偏离零电流状态，开始正常工作，且Vs1 充至电源电压，整个启动电路不再消耗电流。
3 结论
本文研究了基于PWM 调制技术D 类音频功率放大器的工作原理，通过引入反馈技术减小了D 类音频功率放大器的THD;通过逐级增加驱动能力的方式减小了必要的死区时间，保证了更低的失真度；采用双路反宽调制方案，一方面抑制了系统的静态功耗，另一方面去除了输出级的LC低通滤波器，达到了减小系统成本和体积的目的。
中心议题：
- 扬声器放大器性能要求及解决方案
- 耳机放大器性能要求及解决方案
- 音频子系统方案
近年来，智能手机集成的功能越来越多，但在基本的音频放大应用方面，在继续优化性能表现及用户音频体验方面仍有继续提升的空间。原因是智能手机存在着特殊的音频要求，例如：智能手机存在基带/应用处理器、调频(FM)广播、蓝牙(耳机)等多种音频输入源；编解码器(CODEC)可以集成在模拟基带中，也可独立存在；多数情况下最少是扬声器放大器保持单独存在(不集成)，从而提供足够输出功率；耳机放大器外置，配合高保真(Hi-Fi)音乐播放。
本文将重点探讨智能手机的扬声器放大器及耳机放大器性能要求，介绍安森美半导体相应的音频放大解决方案，以及集成了立体声耳机放大器、D类扬声器放大器及I2C控制的新的音频子系统方案——音频管理集成电路(AMIC)。
图1：智能手机的音频放大应用示意图。
扬声器放大器性能要求及解决方案
对于智能手机而言，期望的扬声器放大器应当提供低电磁干扰(EMI)，避免与智能手机中的其它射频(RF)电路产生干扰。就用户的实际应用而言，用户有时候会想要在公共场合进行免提语音通话，有时候会想要带音频播放的视频观看。这就要求扬声器放大器提供具有高识别度的输出音量，同时提供低失真。此外，低噪声也是所期望的扬声器放大器提供的重要特性。具体而言，这就要求扬声器放大器具有高电源抑制比(PSRR)，从而抑制GSM信号传输期间电池电压波动产生的时分多址(TDMA)噪声；亦要求导通及关闭期间无爆破音(pop)和嘀嗒音(click)噪声。
图2：降低EMI的不同技术
要满足智能手机扬声器放大器的这些期望性能要求，D类放大器是极佳选择。如D类放大器提供极低EMI，避免与其它RF电路产生干扰。实际上，D类放大器将输入的模拟音频信号转换为脉宽调制(PWM)的脉冲信号，再以此脉冲信号控制开关器件来导通/关闭音频功率放大器。对于智能手机应用而言，要降低音频输出段的EMI，重要的是减少较高频率的频谱部分。传统PWM技术没有特定手段来应对。但要做到这一点，可以采用两种技术，一是PWM扩频调制(开关频率变化)，一是带斜坡控制的PWM(延缓上升/下降时间)。相比较而言，斜坡控制技术比扩频调制技术在减少较高频率的频谱方面更为有效，更有利于降低EMI。
安森美半导体的NCP2824 是一款2.8 W单声道D类放大器，采用斜坡控制技术来提供低EMI。此外，NCP2824藉单线(Single-Wire)接口提供可实时配置的自动增益控制(AGC)功能。其自动增益控制功能包含两种模式，分别是不削波(non-clipping)和功率限制器模式。对于扬声器放大器而言，在智能手机的电池电压很低条件下会出现削波，导致输出摆幅减小及饱和。NCP2824的自动增益控制“不削波”功能可以维持低失真，可以选择最大总谐波失真(THD)阈值。另一方面，在高输出功率条件下会出现过高输出功率，致使输出摆幅减小及饱和。功率限制器功能限制放大器的输出功率(可选择最大输出电压阈值)，保护扬声器免受过高音量导致的损伤。
图3：NCP2824支持不削波和功率限制器模式的自动增益控制
除了具有低EMI和低失真，NCP2824在音频放大器的其它关键性能指标上也表现极佳。例如，这器件具有达95 dB的优异信噪比(SNR)性能，提供极佳的音频表现。此外，NCP2824也具有极佳的电源抑制比(PSSR)，217 Hz频率时PSSR为-72 dB。NCP2824还提供高达92%的能效，有助于延长便携设备电池使用时间。这器件采用2.5 V至5.5 V电压工作，支持全差分输入(从而消除输入耦合电容)，仅须使用1颗外部电容。这器件还提供短路保护电路，用于智能手机及移动互联网设备(MID)、导航设备、便携游戏机及便携式媒体播放器等应用。
耳机放大器性能要求及解决方案
智能手机用户期望通过耳机欣赏具有高保真(Hi-Fi)品质的音乐播放，这就要求耳机放大器具有低失真。由于耳机接近人耳，直接影响用户的听觉体验，故耳机放大器须无可听噪声，此特性对于耳机放大器的重要性比对于扬声器放大器的重要性更高。此外，耳机放大器也要求具有高能效，帮助延长音乐播放时间。
为了满足消费者对耳机音频质量更高的要求，智能手机等便携消费类设备需要高质量的立体声耳机放大器。而设计人员在设计立体声耳机放大器输出段时，需要从电容耦合及真实接地(true ground)等不同选择中选出更适合的方案。电容耦合方案的能效高，因为电源仅为正输出信号供电；但这种方案要使用大耦合电容(会滋生尺寸及成本问题)，而且低频时声音品质较差。相比较而言，真实接地方案无须使用耦合电容，具有良好的低频响应性能，且耳机真接地配合使用常规转换器，但真实接地结构的能效不高。总的来看，真实接地方案提供更低失真及更小方案尺寸，重点是要提高能效，帮助延长音频播放时间。
对于耳机放大器而言，为了提供舒适的听力水平，静态功率(即静态电流)就是其总体功耗的主要构成部分。因此，将静态电流降至最低对于提高耳机放大器的能效至关重要。NCP2815是安森美半导体推出的一款超低静态电流(Iq)立体声耳机放大器，提供1.8 mA的超低静态电流，帮助延长音频播放时间。
这器件还提供高阻抗(High Z)输出模式，支持音频插孔的音频输入/输出。NCP2815支持共模感测，能够消除接地环路噪声。这器件支持1.6 V至3.6 V的宽电源电压，采用1.8 V电压供电、负载为16 条件下的功耗仅为20 mW，总谐波失真加噪声(THD + N)小于0.01%。NCP2815提供-100 dB的高电源抑制比，提供固定内部增益(-1.5 V/V)或外部可调节增益，还提供爆破音(pop)和嘀嗒音(click)噪声消除电路。1.2 mm x 1.6 mm的CSP封装使NCP2815成为市场上同类器件尺寸最小的产品。
图4：NCP2815“长播放时间”立体声耳机放大器框图。
音频子系统方案——高集成度的音频管理集成电路
安森美半导体身为应用于高能效电子产品的首要高性能硅方案供应商，不仅推出上述独立的高性能扬声器放大器及立体声耳机放大器，也推出集成了立体声耳机放大器、扬声器放大器及I2C控制的音频子系统方案——音频管理集成电路(AMIC)，在扬声器及耳机输出的2路音频输入源之间提供灵活的布线及多工(muxing)，如NCP2704及NCP2705等。
图5：音频管理集成电路功能示意图。
其中，NCP2704是一款带斜坡控制的PWM D类音频管理集成电器，帮助有效降低EMI。这器件提供完全可编程的自动增益控制功能，确保提供极佳音频输出质量并保护扬声器。NCP2704集成的耳机放大器具有超低静态电流消耗特性，帮助延长音频播放时间。这器件还提供丰富的输入/输出多工控制，提高器件的灵活性。NCP2704集成的耳机放大器的THD+N值仅为0.02%，扬声器放大器则为0.042%；相应的耳机放大器电源抑制比为-100 dB，扬声器放大器为-89 dB。NCP2704提供较宽且精确的增益选择 (静音及-60 dB至+12 dB)。
NCP2705也是一款D类音频管理集成电路，主要功能与NCP2704类似，但NCP2705增加了共模感测功能。此功能可以改善串扰性能，特别是在带寄生电阻的FM调谐器的情形下。NCP2705的THD+N值更低，耳机放大器为0.01%，扬声器放大器为0.017%。
图6：带共模感测功能的D类音频管理集成电路NCP2705框图。
总结：
智能手机等便携产品的音频输出应用需要低EMI、低失真、高电源抑制比及高能效的音频放大方案。设计人员采用安森美半导体提供的带斜坡控制功能的D类扬声器放大器NCP2824，能够有效地降低对射频电路的高频EMI干扰，同时借助“不削波”自动增益控制(AGC)功能确保扬声器播放音频时提供低失真，及借助“功率限制器”AGC功能保护扬声器免受损坏。同时，设计人员采用安森美半导体提供的超低静态电流立体声耳机放大器NCP2815，延长智能手机音频播放时间。 而NCP2704和NCP2705均是带低EMI D类放大器、自动增益控制和“长播放时间”耳机放大器的音频管理集成电路，藉I2C提供灵活的多工及布线。