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村田磁珠代理商_村田贴片磁珠一级代理商

村田磁珠代理代理商销售村田muRata品牌的电子元器件,包括村田贴片陶瓷电容、村田安规电容、村田可调电容、村田高频电感、村田绕线电感、村田功率电感、村田薄膜电感、村田NTC热敏电阻、村田陶瓷振荡子、村田射频测试线、村田射频头、村田EMI滤波器、村田磁珠等等。

村田静噪元件/EMI静噪滤波器包含以下系列:

片状铁氧体磁珠(BLM***)、片状EMIFIL电容器型(NFM***)、电容排型片状EMIFIL(NFA***)、片状EMIFIL LC复合型(NFW***)、片状EMIFIL RC复合型(NFR***)、片状EMIFIL RC复合排列型(NFA***)、片状共模扼流线圈(DLW***)、铁氧体磁珠(BL02***)、引线型EMIFIL(DSS***)铁氧体磁芯(FSRB***)

“片状铁氧体磁珠”主要应用于一般电路、高速信号线、电源、数字接口、GHz频带电路等。

常用村田贴片磁珠料号如下:

BLM15HD102SN1D 、BLM15HG102SN1D、BLM15HD102SN1D、BLM15HD601SN1D、BLM15HD182SN1D、BLM15HB121SN1D、BLM15HB221SN1D、BLM15HG601SN1D、BLM15AG100SN1D、BLM15AG700SN1D、BLM15AG121SN1D、BLM15AG221SN1D、BLM15AG601SN1D、BLM15AG102SN1D、BLM15BD750SN1D、BLM15BD121SN1D、BLM15BD221SN1D、BLM15BD471SN1D、BLM15BD601SN1D、BLM15BD102SN1D、BLM15BD182SN1D、BLM15BB050SN1D、BLM15BB100SN1D、BLM15BB220SN1D、
BLM15BB470SN1D、BLM15BB750SN1D、BLM15BB121SN1D、BLM15BB221SN1D、BLM15BC121SN1D、BLM15BC241SN1D、BLM15BA050SN1D、BLM15BA100SN1D、BLM15PX121SN1D、BLM15PG100SN1D、BLM15PD300SN1D、BLM15PD600SN1D、BLM15PD800SN1D、BLM15PD121SN1D、BLM15EG121SN1D、BLM18AG102SN1D、BLM18AG121SN1D、BLM18AG151SN1D、BLM18AG221SN1D、BLM18AG331SN1D、BLM18AG471SN1D、BLM18AG601SN1D、BLM18BA050SN1D、BLM18BA100SN1D、BLM18BA121SN1D、BLM18BA220SN1D、BLM18BA470SN1D、BLM18BA750SN1D、BLM18BB050SN1D、BLM18BB100SN1D、BLM18BB121SN1D、BLM18BB220SN1D、 BLM18BB221SN1D、BLM18BB331SN1D、BLM18BB470SN1D、BLM18BB471SN1D、BLM18BB600SN1D、BLM18BB750SN1D、BLM18BD102SN1D、BLM18BD121SN1D、BLM18BD151SN1D、BLM18BD152SN1D、BLM18BD182SN1D、BLM18BD221SN1D、BLM18BD222SN1D、BLM18BD252SN1D、BLM18BD331SN1D、BLM18BD421SN1D、BLM18BD470SN1D、BLM18BD471SN1D、BLM18BD601SN1D、BLM18EG121SN1D、BLM18EG221SN1D、BLM18EG471SN1D、BLM18EG601SN1D、BLM18HD102SN1D、BLM18HD471SN1D、BLM18HD601SN1D、BLM18HE102SN1D、BLM18HE152SN1D、BLM18HE601SN1D、BLM18HG102SN1D、BLM18HG601SN1D、BLM18HK102SN1D、BLM18HK331SN1D、BLM18HK471SN1D、BLM18HK601SN1D、BLM18KG221SN1D、BLM18KG331SN1D、BLM18KG471SN1D、BLM18KG601SN1D、BLM18PG121SN1D、BLM18PG181SN1D、BLM18PG221SN1D、BLM18PG300SN1D、BLM18PG331SN1D、BLM18PG471SN1D、BLM18PG600SN1D、BLM18RK102SN1D、BLM18RK121SN1D、BLM18RK221SN1D、BLM18RK471SN1D、BLM18RK601SN1D、BLM21AG102SN1D、BLM21AG121SN1D、BLM21AG151SN1D、BLM21AG221SN1D、BLM21AG331SN1D、BLM21AG471SN1D、BLM21AG601SN1D、BLM21BB050SN1D、BLM21BB121SN1D、BLM21BB151SN1D、BLM21BB201SN1D、BLM21BB221SN1D、BLM21BB331SN1D、BLM21BB471SN1D、BLM21BB471SN1D、BLM21BB750SN1D、BLM21BD102SN1D、BLM21BD121SN1D、BLM21BD151SN1D、BLM21BD152SN1D、BLM21BD182SN1D、BLM21BD221SN1D、BLM21BD331SN1D、BLM21BD421SN1D、BLM21BD471SN1D、BLM21BD601SN1D、BLM21BD751SN1D、BLM21PG121SN1D、BLM21PG220SN1D、BLM21PG221SN1D、BLM21PG300SN1D、BLM21PG331SN1D、BLM21PG600SN1D、BLM21RK102SN1D、BLM21RK121SN1D、BLM21RK221SN1D、BLM21RK471SN1D、BLM21RK601SN1D、BLM31PG121SN1L、BLM31PG330SN1L、BLM31PG391SN1L、BLM31PG500SN1L、BLM31PG601SN1L、BLM41PG102SN1L、BLM41PG181SN1L、BLM41PG471SN1L、BLM41PG600SN1L、BLM41PG750SN1L、

“片状EMIFIL电容器型”主要应用于高速信号、低失真型、大电流用等

常用滤波电容型号如下:

NFM21PC105B1A3、NFM3DPC223R1H3L、NFE31PT221D1E9L、NFM18CC223R1C3D、NFM18PC105R0J3、NFM21PC474R1C3D、NFM3DCC101U1H3L、NFM41PC204F1H3L、NFM21PC104R1E3D、NFM21CC223R1H3D、NFM21PC224R1C3D、NFM3DCC471R1H3、NFM21CC222R1H3B、NFE31PT222Z1E9、NFE61PT101Z1H9L、NFE61PT472C1H9L、NFW31SP506X1E4、NFM41PC204F1H3、NFM41CC223R2A3L、NFM18PC104R1C3B、NFM18PC105R03J、

“片状共模扼流线圈”

常用共模扼流线圈常用料如下:

DLW21HN900SQ2L、DLW21SN670SQ2L、DLW5BTN102SQ2L、DLP31SN221SL2、DLW5BTN142SQ2L、DLW5BSN152SQ2L、DLW5BSN191SQ2L、DLW5BTN101SQ2L、DLW5BSN302SQ2L、DLP31SN121ML2L、DLP11SN121SL2、

“引线型滤波器”有电容器内藏标准型与方块型EMIFIL

电容器内藏标准型常用料号如下:

DSS6NZ82A103Q55B、DSS6NC52A102Q55B、DSS6NC52A471Q55B、DSS9NC52A222Q55B、DSS9HB32E222Q55B、
DSS6NC52A102Q93A

方块型EMIFIL常用料号如下:

BNX002-01、BNX022-01

大功率开关电源的EMC测试分析及正确选择EMI滤波

中心议题:开关电源产生电磁干扰的机理 EMI滤波器的正确选择 开关电源电磁干扰解决办法

解决方案:正确选择EMI滤波器 进线电抗器+EMI滤波器

开关电源具有体积小、重量轻、效率高等优点,广泛应用于各个领域。由于开关电源固有的特点,自身产生的各种噪声却形成一个很强的电磁干扰源。所产生的干扰随着输出功率的增大而明显地增强,使整个电网的谐波污染状况愈加严重。对电子设备的正常运行构成了潜在的威胁,因此解决开关电源的电磁干扰是减小电网污染的必要手段,本文对一台15kW开关电源的EMC测试,分析其测试结果,并介绍如何合理地正确选择EMI滤波器,以达到理想的抑制效果。

1 开关电源产生电磁干扰的机理

图1为所测的15kW开关电源的传导骚扰值,由图中可以看出在0、15~15MHz大范围超差。这是因为开关电源所产生的干扰噪声所为。开关电源所产生的干扰噪声分为差模噪声和共模噪声。


图1未加任何抑制措施所测得的传导骚扰

1.1共模噪声

共模噪声是由共模电流,IcM所产生,其特征是以相同幅度、相同相位往返于任一电源线(L、N)与地线之间的噪声电流所产生。图2为典型的开关电源共模噪声发射路径的电原理图。


图2 共模噪声电原理图

由于开关电源的频率较高,在开关变压器原、副边及开关管外壳及其散热器(如接地)之间存在分布电容。当开关管由导通切换到关断状态时,开关变压器分布电容(漏感等)存储的能量会与开关管集电极与地之问的分布电容进行能量交换,产生衰减振荡,导致开关管集电极与发射极之间的电压迅速上升。这个按开关频率工作的脉冲束电流经集电极与地之问的分布电容返回任一电源线,而产牛共模噪声。

1.2差模噪声

差模噪声是由差模电流IDM昕产生,其特征是往返于相线和零线之间且相位相反的噪声电流所产生。

1.2.1差模输入传导噪声

图3为典型的开关电源差模输入传导噪声的电原理图。

其一是当开关电源的开关管由关断切换到导通时,回路电容C 通过开关管放电形成浪涌电流,它在回路阻抗上产生的电压就是差模噪声。


图3差模输入传导噪声电原理图

其二是工频差模脉动噪声,它是由整流滤波电容c 在整流电压上升与下降期问的充放电过程中而产生的脉动电流与放电电流,也含有大量谐波成分构成差模噪声。

以上两种差模噪声都返回到输入端的交流电网,所以称为输入传导噪声,它不仅污染电网,还给其它接人电网的电子、电气设备造成危害,还直接导致输入功率因数的下降。

1.2.2 差模输出传导噪声

第三种差模噪声是输出传导噪声,它是整流输出部分二极管由正偏转为反偏时,反向电流与二极管结电容、分布电感产生尖峰电压而造成的差模噪声,图4为典型的半波整流滤波电路:


图4 差模输出传导噪声电原理图

2 EMI滤波器的正确选择

EMI滤波器是以工频为导通对象的反射式低通滤波器,插入损耗和阻抗特性是重要技术指标。EMI滤波器在正常工作时处于失配状态,因为在实际应用中,它无法实现匹配。如滤波器输入端阻抗 (电网阻抗)是随着用电量的大小而改变的。滤波器输出端的阻抗 。(电源阻抗)是随着负载的大小而改变的。要想获得最佳的EMI抑制效果,必须根据滤波器的两端所要连接的源端阻抗特性和负载阻抗特性来选择EMI滤波器的电路结构和参数,即遵循输入、输出端阻抗失配原则。一般选用方法是:

(1)低的源阻抗和低的负载阻抗:选取(T)n 滤波器结构;(2)高的源阻抗和高的负载阻抗:选取(π )n“滤波器结构;(3)低的源阻抗和高的负载阻抗:选取(LC)n“滤波器结构;(4)高的源阻抗和低的负载阻抗:选取(CL) 滤波器结构。

若不能满足阻抗失配的原则,就会影响滤波器的插损性能,严重时甚至引起谐振,在某些频点处出现干扰放大现象,所以,阻抗失配连接原则是应用EMI滤波器必须遵循的原则。

针对图l所测得的传导骚扰值,可以看出在0.15~15MHz范围内严重超差,最大值超过限值近40dB,而且尖峰较为密集。说明电源所产生的浪涌电压和浪涌电流较大,即电源的du/dt、di/dt很大,也就是产生的_F扰能量很大。开关电源共模噪声等效电路呈高阻抗容性,而差模等效电路高、低阻抗同时存在。针对这种情况,EMI滤波器的电路结构选为二级共模电感和一个单独的差模电感型式,这样既可以滤除共模噪声,又可以滤除差模噪声。插入损耗为40dB,所测得的传导骚扰值如图5所示。


图5加EMI滤波器后所测的传导骚扰

由图5可以看出,传导骚扰值在某些频段处还有超差,效果不十分理想,这是因为,传导接受机所测得的传导骚扰值是个综合参数,它无法判断出在0.15—15MHz频率范围内,共模干扰和差模干扰孰重孰轻,一般讲:在0.15~0.5MHz低端差模干扰分量很大,在0.5~5MHz共模干扰和差模干扰同时存在,在5~30MHz之间共模分量较大。原因之二是由于滤波器的电感和电容元件都受其分布参数的影响,频率愈高所受的影响愈大。滤波器内部电感、电容的装配工艺、接地质量也会对插入损耗产生很大的影响。原因之三是,由于滤波器电感会受到电流浪涌的影响,它工作的峰值电流比额定电流要大一倍左右,在重载和满载时,差模电感容易产生磁饱和现象,致使电感量迅速下降,导致插入损耗性能变坏。

3 较为理想的解决办法

针对以上情况,在EMI滤波器前端再串接一个一定值的电感,在交流电路中电感的数值 X= wL=2πrfL,电感就是一个电抗器,所以此电感也称为进线电抗器。由X =2πrfL可知,它的感抗与频率成正比,对于低频电流可以畅通无阻地通过进线电抗器,对于高频电流进线电抗器呈高阻抗、高压降。因此,进线电抗器可作为电流的低通(高阻)滤波器。

并且,开关电源所产生的谐波电压大部分都降在了进线电抗器上。所以,串接进线电抗器不但使传导骚扰值整体下降了,还使电压谐波得到了改善。当电感值选为6mH时,其抑制效果如图6所示。所以对已定型的大功率开关电源,选择进线电抗器+EMI滤波器,不失为解决其电磁骚扰的比较理想的方法。


图6进线电抗器+EMI滤波器后所测的传导骚扰

4 结语

大功率开关电源产生电磁干扰是一个复杂的问题,电源产生电磁干扰以传导干扰的危害尤为严重。根据电磁干扰产生的机理,正确选择EMI滤波器是有效抑制传导干扰的关键所在,其目的就是有效地抑制开关电源对电网的传导干扰,又可以降低从电网引入的传导干扰,使开关电源的电磁兼容性达到国家标准规定的限值要求。

如何正确选择电容降压元器件

中心议题:电容降压元器件的选择

解决方案:电容降压直流供电电路分析

在电子制作时,为了减小体积、降低成本,往往采用电容降压的方法代替笨重的电源变压器,一些知名电容品牌生产商生产的电容将更好地保障其质量,如TDK电容、国巨电容等。但是采用电容降压方法如元器件选择不当,不但达不到降压要求,还有可能造成电路损坏。本文从实际应用角度,介绍电容降压元器件应如何进行正确选择。

最简单的电容降压直流供电电路及其等效电路如图1,C1为降压电容,一般为0.33~3.3uF。假设C1=2uF,其容抗XCL=1/(2PI*fC1)=1592。由于整流管的导通电阻只有几欧姆,稳压管VS的动态电阻为10欧姆左右,限流电阻R1及负载电阻RL一般为100~200,而滤波电容一般为100uF~1000uF,其容抗非常小,可以忽略。若用R代表除C1以外所有元器件的等效电阻,可以画出图2的交流等效电路。同时满足了XC1>R的条件,所以可以画出电压向量图。

由于R甚小于XC1,R上的压降VR也远小于C1上的压降,所以VC1与电源电压V近似相等,即VC1=V。根据电工原理可知:整流后的直流电流平均值Id,与交流电平均值I的关系为Id=V/XC1。若C1以uF为单位,则Id为毫安单位,对于22V,50赫兹交流电来说,可得到Id=0.62C1。

由此可以得出以下两个结论:

(1)在使用电源变压器作整流电源时,当电路中各项参数确定以后,输出电压是恒定的,而输出电流Id则随负载增减而变化;

(2)使用电容降压作整流电路时,由于Id=0.62C1,可以看出,Id与C1成正比,即C1确定以后,输出电流Id是恒定的,而输出直流电压却随负载电阻RL大小不同在一定范围内变化。RL越小输出电压越低,RL越大输出电压也越高。

C1取值大小应根据负载电流来选择,比如负载电路需要9V工作电压,负载平均电流为75毫安,由于Id=0.62C1,可以算得C1=1.2uF。考虑到稳压管VD5的的损耗,C1可以取1.5uF,此时电源实际提供的电流为Id=93毫安。

稳压管的稳压值应等于负载电路的工作电压,其稳定电流的选择也非常重要。由于电容降压电源提供的的是恒定电流,近似为恒流源,因此一般不怕负载短路,但是当负载完全开路时,R1及VD5回路中将通过全部的93毫安电流,所以VD5的最大稳定电流应该取100毫安为宜。由于RL与VD5并联,在保证RL取用75毫安工作电流的同时,尚有18毫安电流通过VD5,所以其最小稳定电流不得大于18毫安,否则将失去稳压作用。

限流电阻取值不能太大,否则会增加电能损耗,同时也会增加C2的耐压要求。如果是R1=100欧姆,R1上的压降为9.3V,则损耗为0.86瓦,可以取100欧姆1瓦的电阻。

滤波电容一般取100微法到1000微法,但要注意其耐亚的选择。前已述及,负载电压为9V,R1上的压降为9.3V,总降压为18.3V,考虑到留有一定的余量,因此C2耐压取25V以上为好。

如何正确选择微波滤波

中心议题: 选择微波滤波器的考虑因素

解决方案:

  1. 不同的响应曲线适合特定的应用场合
  2. 不同类型滤波器的性能水平可以通过共同的一组指标进行比较
  3. 电压驻波比衡量滤波器与它所在系统的特征阻抗匹配程度

微波滤波器搭建起来很简单,但理解起来比较复杂。它们在系统中完成一个基本的功能:阻止某些信号,通过其它信号。但可以用许多不同的方式实现这种功能,而且有许多不同的副作用,例如系统幅度和相位响应失真等。因此在选择滤波器之前,了解它们之间的差异很有帮助。

滤波器有各种配置:低通、高通、带通和带阻或频带抑制滤波器。如同名字的含义那样,低通滤波器对截止点以下信号的衰减最小,同时抑制截止点以上的信号。高通滤波器与此相反。带通滤波器在围绕中心频率的通带内有最小的衰减,对通带以上和以下信号有很高的抑制。带阻滤波器与此相反,阻止围绕中心频率的窄带宽内的信号,允许所有其它信号通过。此外,具有不同频率范围的一对带通滤波器可以组合起来形成双路器(diplexer),或将三个带通滤波器组合起来形成三路器(triplexer),而低通和高通滤波器可以组合形成双工器。

理想情况下,滤波器对设计要通过的信号的衰减应为0dB,对设计需要抑制的信号的衰减应无穷大。在实际应用中,电介质基板材料、导体、无源器件和连接器都会造成损耗和非理想的滤波器行为。因此针对指定应用选择哪种滤波器需要考虑许多因素。

滤波器响应类型包括巴特沃斯、切比雪夫、贝塞尔和椭圆形滤波器,每种滤波器都有不同的响应曲线,适合特定的应用场合。例如,巴特沃斯滤波器为了最大限度在保证通带内幅度变化最小,牺牲了从通带到阻带的陡峭过渡。切比雪夫滤波器从通带到阻带的过渡非常陡峭,是一种具有高品质因数(高Q)的滤波器,但在幅度平坦度和通带插损方面有一定的妥协。贝塞尔滤波器有很好的幅度和瞬态响应,但牺牲了阻带衰减指标。因此贝塞尔滤波器公认具有线性相位特性,在整个通带内具有平坦的群时延。椭圆形滤波器从通带到阻带的变化也很陡峭,代价是通带幅度波动和通带群时延变化较大。

不同类型滤波器的性能水平可以通过共同的一组指标进行比较,包括插损、抑制、VSWR和电源处理能力。插损与滤波器通带内的信号有关,是指输出信号与输出信号幅度之间的差异(单位dB)。如前所述,理想的通带插损应为0dB,但实际数据较高,通常在1dB以上,具体取决于信号频率和滤波器类型。

滤波器的阻带是指一段频率范围,在这个频率范围内需要将信号衰减一定的值。这个衰减值可能是20dB或更高,取决于滤波器制造商如何表征他们的滤波器。对于某个指定应用,抑制程度至少应将无用信号的幅度降低到足够小,例如低于同一系统中接收器前端的灵敏度。在一些滤波器类型中,阻带抑制值可能为80dB或更高。

滤波器的截止频率将通带和阻带明确分隔开来。截止频率被定义为插损(或抑制)等于3dB或半功率点的频率。低通或高通滤波器都只有一个截止频率。带通或带阻滤波器则有两个截止频率,在带通滤波器中位于通带之上和之下,在带阻滤波器中位于阻带或陷带两边。此外,对带通滤波器而言,中心频率一般是低端截止频率和高端截止频率的几何平均值。例如,某个带通滤波器的低端截止频率是2400MHz,高端截止频率是2500MHz,那么其中心频率将是 2450MHz,3dB带宽为100MHz。

滤波器的电压驻波比(VSWR)是衡量滤波器与它所在系统的特征阻抗匹配程度的一个指标。滤波器某个端口的VSWR是当另外一个端口精确匹配系统特征阻抗 (高频系统中一般为50Ω)时从该端口看进去的阻抗。因此,一个滤波器的指标通常同时包括输入VSWR和输出VSWR的典型值和最大值,分别代表滤波器与它所连接的源和负载阻抗的匹配程度。VSWR用与1的比例值表示,如1.50:1,但也可以表示为滤波器的反射损耗(单位dB)。如果一个滤波器在通带和阻带上都呈现阻抗匹配,那么这个滤波器就被认为是吸收型滤波器,当只在通带上做到阻抗匹配时,这个滤波器被认为是反射型滤波器。后一种滤波器在阻带上有较高的VSWR,如20.0:1或更高。滤波器的电源处理能力通常与滤波器的物理尺寸、工作频率范围、滤波器技术、基板材料类型、封装类型、材料的散热极限有关。最大功率极限也是信号类型(如连续波(CW)或脉冲信号)以及该信号使用的调制类型的一个函数。

许多公司都提供有关滤波器规格书上写的那些简明参考材料的可下载白皮书或应用笔记,包括Anatech Electronics公司的《如何规范射频和微波滤波器》,该文对不同滤波器类型进行了卓有成效的概述;同样这家公司的《集总元件(LC)滤波器》,该文对这些流行的射频滤波器进行了回顾;Mini-Circuits公司的应用笔记《滤波器:介绍、术语定义、问答》,这个应用笔记介绍了滤波器技术指标的含义,并提供了基于该公司紧凑型滤波器的一些应用例子。

滤波器类型有许多种,包括位于低频和高频的固定和可调类型,例如基于分立电感(L)和电容(C)的集总元件滤波器、晶体滤波器、陶瓷滤波器、腔体滤波器、声表面波(SAW)滤波器、体声波(BAW)滤波器、薄膜体声波谐振(FBAR)滤波器、微机电系统(MEMS)滤波器甚至有源的半导体可调滤波器。集总元件或LC滤波器通常工作于频率约3GHz以下的应用。这些滤波器的尺寸取决于工作频率和LC元件的尺寸。

螺旋式滤波器由一系列磁性耦合腔体组成,也属于LC滤波器,同样受限于仅通带格式下的约3GHz频率。虽然比传统的LC滤波器具有更陡峭的响应,但输入功率受限于约5W。

陶瓷滤波器是在很薄的陶瓷基板上制造的,使用分立型或集成式元件组成谐振电路。根据陶瓷基板的介电常数。陶瓷滤波器可以做得特别小,介电常数越高的材料可以做出越小的滤波器。使用批量生产方法可以使成本做得很低,也能把尺寸做小。陶瓷滤波器工作频率受限于约6GHz,功率电平受限于约5W,但非常适合做成要求小尺寸的带通和带阻滤波器。腔体滤波器可以处理高达约500W的功率电平,并具有突出的插损性能。腔体滤波器的工作频率可以高达约30GHz。与LC 和陶瓷滤波器相比,它们的体积较大,价格也较贵,因为它们一般是从铝块加工而成的。

SAW、BAW和FBAR滤波器采用半导体制造技术制造,使用光蚀刻工艺产生精细图案,而MEMS滤波器采用这些工艺形成三维结构。所有这些滤波器都可以小至2x2mm,虽然在电源处理能力方面有所限制。SAW、BAW和FBAR滤波器通常用于蜂窝通信手机,工作频率最高约为3GHz。MEMS滤波器的工作频率有可能做到18GHz以上。

电磁兼容性设计的元件选择

中心议题:

电磁兼容性设计的共模电感选择 电磁兼容性设计的磁珠选择 电磁兼容性设计的滤波电容器设计


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电子线路设计者往往只考虑产品的功能,而没有将功能和电磁兼容性(即EMC,是指设备或系统在其电磁环境中符合要求运行并不对其环境中的任何设备产生无法忍受的电磁干扰的能力)综合考虑,因此产品在完成其功能的同时,也产生了大量的功能性骚扰及其它骚扰。而且,不能满足敏感度要求。电子线路的电磁兼容性设计应从几方面考虑,在此我们主要研究元器件的选择。

1、共模电感

由于EMC所面临的问题大多是共模干扰,因此共模电感也是我们常用的有力元件之一。这里就给大家简单介绍一下共模电感的原理以及使用情况。

共模电感是一个以铁氧体为磁芯的共模干扰抑制器件,它由两个尺寸相同,匝数相同的线圈对称地绕制在同一个铁氧体环形磁芯上,形成一个四端器件,它对于共模信号呈现出大电感具有抑制作用,而对于差模信号呈现出很小的漏电感几乎不起作用。原理是流过共模电流时磁环中的磁通相互叠加,从而具有相当大的电感量,对共模电流起到抑制作用;而当两线圈流过差模电流时,磁环中的磁通相互抵消,几乎没有电感量,所以差模电流可以无衰减地通过。因此共模电感在平衡线路中能有效地抑制共模干扰信号,而对线路正常传输的差模信号无影响。

共模电感在制作时应满足以下要求:
(1)绕制在线圈磁芯上的导线要相互绝缘,以保证在瞬时过电压作用下线圈的匝间不发生击穿短路;
(2)当线圈流过瞬时大电流时,磁芯不要出现饱和;
(3)线圈中的磁芯应与线圈绝缘,以防止在瞬时过电压作用下两者之间发生击穿;
(4)线圈应尽可能绕制单层,这样做可减小线圈的寄生电容,增强线圈对瞬时过电压的承受能力。

通常情况下,同时注意选择所需滤波的频段,共模阻抗越大越好,因此我们在选择共模电感时需要看器件资料,主要根据阻抗频率曲线选择。另外选择时注意考虑差模阻抗对信号的影响,主要关注差模阻抗,特别注意高速端口。

2、磁珠

在产品数字电路EMC设计过程中,我们常常会使用到磁珠,那么磁珠滤波的原理以及如何使用呢?

铁氧体材料是铁镁合金或铁镍合金,这种材料具有很高的导磁率,它可以使电感的线圈绕组之间在高频高阻的情况下产生的电容最小。

铁氧体材料通常在高频情况下应用,因为在低频时他们主要呈电感特性,使得线上的损耗很小。在高频情况下,它们主要呈电抗特性,并且随频率改变。实际应用中,铁氧体材料是作为射频电路的高频衰减器使用的。实际上,铁氧体较好的等效于电阻以及电感的并联,低频下电阻被电感短路,高频下电感阻抗变得相当高,以至于电流全部通过电阻。铁氧体是一个消耗装置,高频能量在上面转化为热能,这是由它的电阻特性决定的。

铁氧体磁珠与普通的电感相比具有更好的高频滤波特性。铁氧体在高频时呈现电阻性,相当于品质因数很低的电感器,所以能在相当宽的频率范围内保持较高的阻抗,从而提高高频滤波效能。在低频段,阻抗由电感的感抗构成,低频时R很小,磁芯的磁导率较高,因此电感量较大,L起主要作用,电磁干扰被反射而受到抑制;并且这时磁芯的损耗较小,整个器件是一个低损耗、高Q特性的电感,这种电感容易造成谐振,因此在低频段,有时可能出现使用铁氧体磁珠后干扰增强的现象。在高频段,阻抗由电阻成分构成,随着频率升高,磁芯的磁导率降低,导致电感的电感量减小,感抗成分减小。但是,这时磁芯的损耗增加,电阻成分增加,导致总的阻抗增加,当高频信号通过铁氧体时,电磁干扰被吸收并转换成热能的形式耗散掉。

铁氧体抑制元件广泛应用于印制电路板、电源线和数据线上。如在印制板的电源线入口端加上铁氧体抑制元件,就可以滤除高频干扰。铁氧体磁环或磁珠专用于抑制信号线、电源线上的高频干扰和尖峰干扰,它也具有吸收静电放电脉冲干扰的能力。

使用片式磁珠还是片式电感主要还在于实际应用场合。在谐振电路中需要使用片式电感。而需要消除不需要的EMI噪声时,使用片式磁珠是最佳的选择。片式磁珠和片式电感的应用场合:片式电感:射频(RF)和无线通讯,信息技术设备,雷达检波器,汽车电子,蜂窝电话,寻呼机,音频设备,PDAs(个人数字助理),无线遥控系统以及低压供电模块等。片式磁珠:时钟发生电路,模拟电路和数字电路之间的滤波,I/O输入/输出内部连接器(比如串口,并口,键盘,鼠标,长途电信,本地局域网),射频(RF)电路和易受干扰的逻辑设备之间,供电电路中滤除高频传导干扰,计算机,打印机,录像机(VCRS),电视系统和手提电话中的EMI噪声抑止。

3、滤波电容器

尽管从滤除高频噪声的角度看,电容的谐振是不希望的,但是电容的谐振并不是总是有害的。当要滤除的噪声频率确定时,可以通过调整电容的容量,使谐振点刚好落在骚扰频率上。

在实际工程中,要滤除的电磁噪声频率往往高达数百MHz,甚至超过1GHz。对这样高频的电磁噪声必须使用穿心电容才能有效地滤除。

普通电容之所以不能有效地滤除高频噪声,是因为两个原因:一个原因是电容引线电感造成电容谐振,对高频信号呈现较大的阻抗,削弱了对高频信号的旁路作用;另一个原因是导线之间的寄生电容使高频信号发生耦合,降低了滤波效果。

穿心电容之所以能有效地滤除高频噪声,是因为穿心电容不仅没有引线电感造成电容谐振频率过低的问题,而且穿心电容可以直接安装在金属面板上,利用金属面板起到高频隔离的作用。但是在使用穿心电容时,要注意的问题是安装问题。穿心电容最大的弱点是怕高温和温度冲击,这在将穿心电容往金属面板上焊接时造成很大困难。许多电容在焊接过程中发生损坏。特别是当需要将大量的穿心电容安装在面板上时,只要有一个损坏,就很难修复,因为在将损坏的电容拆下时,会造成邻近其它电容的损坏。

随着电子设备复杂程度的提高,设备内部强弱电混合安装、数字逻辑电路混合安装的情况越来越多,电路模块之间的相互骚扰成为严重的问题。解决这种电路模块相互骚扰的方法之一是用金属隔离舱将不同性质的电路隔离开。但是所有穿过隔离舱的导线要通过穿心电容,否则会造成隔离失效。当不同电路模块之间有大量的联线时,在隔离舱上安装大量的穿心电容是十分困难的事情。为了解决这个问题,国外许多厂商开发了“滤波阵列板”,这是用特殊工艺事先将穿心电容焊接在一块金属板构成的器件,使用滤波阵列板能够轻而易举地解决大量导线穿过金属面板的问题。但是这种滤波阵列板的价格往往较高。

EMC器件有好几种,噪声的强度和类型不同,适用的器件也是不同的。比如,针对低频的噪声,如频率是几十KHz的噪声,要选择电容或电感,而不应该是磁珠;磁珠主要用来滤除一般电源线或信号线上的噪音,适合应用于高频的噪声环境中,比如频率是几十MHz到几GHz的场合。但是,磁珠对于滤除差分信号线的噪声,效果就不好。这时候,就应该选择共模扼流线圈,共模扼流线圈是专门用来滤除差分信号线上的噪声的。普通的EMC器件是不能够滤除差分信号线上的共模噪声的。所以,一定要根据具体的噪声类型和频率范围来选择合适的EMC器件。

整流滤波电路和钳位保护电路设计

中心议题: 输入整流滤波器设计 钳位保护电路设计 解决方案: 选择输入整流桥 选择输入滤波电容器 设计漏极钳位保护电路

本文介绍输入整流滤波器及钳位保护电路的设计,包括输入整流桥的选择、输入滤波电容器的选择、漏极钳位保护电路的设计等内容,讲解图文并茂且附实例计算。

1 输入整流桥的选择

1)整流桥的导通时间与选通特性
50Hz交流电压经过全波整流后变成脉动直流电压u1,再通过输入滤波电容得到直流高压U1。在理想情况下,整流桥的导通角本应为180°(导通范围是从 0°~180°),但由于滤波电容器C的作用,仅在接近交流峰值电压处的很短时间内,才有输入电流流经过整流桥对C充电。50Hz交流电的半周期为 10ms,整流桥的导通时间tC≈3ms,其导通角仅为54°(导通范围是36°~90°)。因此,整流桥实际通过的是窄脉冲电流。桥式整流滤波电路的原 理如图1(a)所示,整流滤波电压及整流电流的波形分别如图l(b)和(c)所示。

最后总结几点:
(1)整流桥的上述特性可等效成对应于输入电压频率的占空比大约为30%。
(2)整流二极管的一次导通过程,可视为一个“选通脉冲”,其脉冲重复频率就等于交流电网的频率(50Hz)。
(3)为降低开关电源中500kHz以下的传导噪声,有时用两只普通硅整流管(例如1N4007) 与两只快恢复二极管(如FR106)组成整流桥,FRl06的反向恢复时间trr≈250ns。
                            整流滤波电压和整流电流的波形

2)整流桥的参数选择
隔离式开关电源一般采用由整流管构成的整流桥,亦可直接选用成品整流桥,完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥,它是将四只硅整流管接成桥路形式,再 用塑料封装而成的半导体器件。它具有体积小、使用方便、各整流管的参数一致性好等优点,可广泛用于开关电源的整流电路。硅整流桥有4个引出端,其中交流输 入端、直流输出端各两个。
硅整流桥的最大整流电流平均值分0.5~40A等多种规格,最高反向工作电压有50~1000V等多种规格。小功率硅整流桥可直接焊在印刷板上,大、中功率硅整流桥则要用螺钉固定,并且需安装合适的散热器。
整流桥的主要参数有反向峰值电压URM(V),正向压降UF(V),平均整流电流Id(A),正向峰值浪涌电流IFSM(A),最大反向漏电流 IR(μA)。整流桥的反向击穿电压URR应满足下式要求:
                                      整流滤波电路和钳位保护电路设计
举例说明,当交流输入电压范围是85~132V时,umax=132V,由式(1)计算出UBR=233.3V,可选耐压400V的成品整流桥。对于宽范 围输入交流电压,umax=265V,同理求得UBR=468.4V,应选耐压600V的成品整流桥。需要指出,假如用4只硅整流管来构成整流桥,整流管 的耐压值还应进一步提高。辟如可选1N4007(1A/1000V)、1N5408(3A/1000V)型塑封整流管。这是因为此类管子的价格低廉,且按 照耐压值“宁高勿低”的原则,能提高整流桥的安全性与可靠性。
设输入有效值电流为IRMS,整流桥额定的有效值电流为IBR,应当使IBR≥2IRMS。计算IRMS的公式如下:
                                       计算IRMS的公式
式中,PO为开关电源的输出功率,η为电源效率,umin为交流输入电压的最小值,cosφ为开关电源的功率因数,允许cosφ=0.5~0.7。由于整 流桥实际通过的不是正弦波电流,而是窄脉冲电流(参见图1),因此整流桥的平均整流电流Id<IRMS,一般可按Id=(0.6~0.7)IRMS 来计算IAVG值。
例如,设计一个7.5V/2A(15W)开关电源,交流输入电压范围是85~265V,要求η=80%。将Po=15W、η=80%、umin=85V、 cosψ=0.7一并代入(2)式得到,IRMS=0.32A,进而求出Id=0.65×IRMS=0.21A。实际选用lA/600V的整流桥,以留出 一定余量。

2 输入滤波电容器的选择
1)输入滤波电容器容量的选择
为降低整流滤波器的输出纹波,输入滤波电容器的容量CI必须选的合适。令每单位输出功率(W)所需输入滤波电容器容量 (μF)的比例系数为k,当交流电压 u=85~265V时,应取k=(2~3)μF/W;当交流电压u=230V(1±15%)时,应取k=1μF/W。输入滤波电容器容量的选择方法详见附 表l,Po为开关电源的输出功率。
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00                                滤波器容量的选择
2)准确计算输入滤波电容器容量的方法输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。CI值选得过低,会使UImin值大大降低,而输入脉动电压UR却升 高。但CI值取得过高,会增加电容器成本,而且对于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。下面介绍计算CI准确值的方法。
设交流电压u的最小值为umin。u经过桥式整流和CI滤波,在u=umin情况下的输入电压波形如图2所示。该图是在Po=POM,f=50Hz、整流 桥的导通时间tC=3ms、η=80%的情况下绘出的。由图可见,在直流高压的最小值UImin上还叠加一个幅度为UR的一次侧脉动电压,这是CI在充放 电过程中形成的。欲获得CI的准确值,可按下式进行计算:
                                                                整流滤波电路和钳位保护电路设计
举例说明,在宽范围电压输入时,umin=85V。取UImin=90V,f=50Hz,tC=3ms,假定Po=30W,η=80%,一并带入(3)式 中求出CI=84.2μF,比例系数CI/PO=84.2μF/30W=2.8μF/W,这恰好在(2~3)μF/W允许的范围之内。
                                          整流滤波电路和钳位保护电路设计
3 漏极钳位保护电路的设计
对反激式开关电源而言,每当功率开关管(MOSFET)由导通变成截止时,在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由于高频 变压器存在漏感(即漏磁产生的自感)而形成的,它与直流高压UI和感应电压UOR叠加在MOSFET的漏极上,很容易损坏MOSFET。为此,必须在增加 漏极钳位保护电路,对尖峰电压进行钳位或者吸收。

1)漏极上各电压参数的电位分布
下面分析输入直流电压的最大值UImax、一次绕组的感应电压UOR、钳位电压UB与UBM、最大漏极电压UDmax、漏一源击穿电压U(BR)DS这6 个电压参数的电位分布情况,使读者能有一个定量的概念。对于TOPSwitch—XX系列单片开关电源,其功率开关管的漏一源击穿电压 U(BR)DS≥700V,现取下限值700V。感应电压UOR=135V(典型值)。本来钳位二极管的钳位电压UB只需取135V,即可将叠加在UOR 上由漏感造成的尖峰电压吸收掉,实际却不然。手册中给出UB参数值仅表示工作在常温、小电流情况下的数值。实际上钳位二极管(即瞬态电压抑制器TVS)还 具有正向温度系数,它在高温、大电流条件下的钳位电压UBM要远高于UB。实验表明,二者存在下述关系:
                                                                整流滤波电路和钳位保护电路设计
这表明UBM大约比UB高40%。为防止钳位二极管对一次侧感应电压UOR也起到钳位作用,所选用的TVS钳位电压应按下式计算:
                                                              整流滤波电路和钳位保护电路设计
此外,还须考虑与钳位二极管相串联的阻塞二极管VD的影响。VD一般采用快恢复或超快恢复二极管,其特征是反向恢复时间(trr)很短。但是VDl在从反向截止到正向导通过程中还存在着正向恢复时间(tfr),还需留出20V的电压余量。

考虑上述因素之后,计算TOPSwitch一 最大漏一源极电压的经验公式应为:
                                                  整流滤波电路和钳位保护电路设计
TOPSwitch—XX系列单片开关电源在230V交流固定输入时,MOSFET的漏极上各电压参数的电位分布如图3所示,占空比D≈26%。此时 u=230V±35V,即umax=265V,UImax=umax≈375V,UOR=135V,UB=1.5 UOR≈200V,UBM=1.4UB=280V,UDmax=675V,最后再留出25V的电压余量,因此U(BR)DS=700V。实际上 U(BR)DS也具有正向温度系数,当环境温度升高时U(BR)DS也会升高,上述设计就为芯片耐压值提供了额外的裕量。
                                    整流滤波电路和钳位保护电路设计
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002)漏极钳位保护电路的设计
漏极钳位保护电路主要有以下4种设计方案(电路参见图4):
             整流滤波电路和钳位保护电路设计
(1)利用瞬态电压抑制器TVS(P6KE200) 和阻塞二极管(超陕恢复二极管UF4005) 组成的TVS、VD型钳位电路,如(a)图所示。图中的Np、NS和NB分别代表一次绕组、二次绕组和偏置绕组。但也有的开关电源用反馈绕组NF来代替偏置绕组NB。
(2)利用阻容吸收元件和阻塞二极管组成的R、C、VD型钳位电路,如(b)图所示。
(3)由阻容吸收元件、TVS和阻塞二极管构成的R、C、TVS、VD型钳位电路,如(c)图所示。
(4)由稳压管(VDZ)、阻容吸收元件和阻塞二极管(快恢复二极管FRD)构成的VDz、R、C、VD型钳位电路,如(d)图所示。

上述方案中以(c)的保护效果最佳,它能充分发挥TVS响应速度极快、可承受瞬态高能量脉冲之优点,并且还增加了RC吸收回路。鉴于压敏电阻器(VSR) 的标称击穿电压值(U1nA)离散性较大,响应速度也比TVS慢很多,在开关电源中一般不用它构成漏极钳位保护电路。

需要指出,阻塞二极管一般可采用快恢复或超快恢复二极管。但有时也专门选择反向恢复时间较长的玻璃钝化整流管1N4005GP,其目的是使漏感能量能够得 到恢复,以提高电源效率。玻璃钝化整流管的反向恢复时间介于快恢复二极管与普通硅整流管之间,但不得用普通硅整流管1N4005来代替lN4005GP。
常用钳位二极管和阻塞二极管的选择见附表2。
                                              整流滤波电路和钳位保护电路设计

整流滤波电路和钳位保护电路的设计

中心议题: 输入整流桥的选择 输入滤波电容器的选择 漏极钳位保护电路的设计

本文介绍输入整流滤波器及钳位保护电路的设计,包括输入整流桥的选择、输入滤波电容器的选择、漏极钳位保护电路的设计等内容,讲解图文并茂且附实例计算。

1 输入整流桥的选择

1)整流桥的导通时间与选通特性

50Hz交流电压经过全波整流后变成脉动直流电压u1,再通过输入滤波电容得到直流高压U1。在理想情况下,整流桥的导通角本应为180°(导通范围是从 0°~180°),但由于滤波电容器C的作用,仅在接近交流峰值电压处的很短时间内,才有输入电流流经过整流桥对C充电。50Hz交流电的半周期为 10ms,整流桥的导通时间tC≈3ms,其导通角仅为54°(导通范围是36°~90°)。因此,整流桥实际通过的是窄脉冲电流。桥式整流滤波电路的原 理如图1(a)所示,整流滤波电压及整流电流的波形分别如图l(b)和(c)所示。

最后总结几点:
(1)整流桥的上述特性可等效成对应于输入电压频率的占空比大约为30%。
(2)整流二极管的一次导通过程,可视为一个“选通脉冲”,其脉冲重复频率就等于交流电网的频率(50Hz)。
(3)为降低开关电源中500kHz以下的传导噪声,有时用两只普通硅整流管(例如1N4007) 与两只快恢复二极管(如FR106)组成整流桥,FRl06的反向恢复时间trr≈250ns。

2)整流桥的参数选择
隔离式开关电源一般采用由整流管构成的整流桥,亦可直接选用成品整流桥,完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥,它是将四只硅整流管接成桥路形式,再用塑料封装而成的半导体器件。它具有体积小、使用方便、各整流管的参数一致性好等优点,可广泛用于开关电源的整流电路。硅整流桥有4个引出端,其中交流输入端、直流输出端各两个。

硅整流桥的最大整流电流平均值分0.5~40A等多种规格,最高反向工作电压有50~1000V等多种规格。小功率硅整流桥可直接焊在印刷板上,大、中功率硅整流桥则要用螺钉固定,并且需安装合适的散热器。

整流桥的主要参数有反向峰值电压URM(V),正向压降UF(V),平均整流电流Id(A),正向峰值浪涌电流IFSM(A),最大反向漏电流 IR(μA)。整流桥的反向击穿电压URR应满足下式要求:

举例说明,当交流输入电压范围是85~132V时,umax=132V,由式(1)计算出UBR=233.3V,可选耐压400V的成品整流桥。对于宽范 围输入交流电压,umax=265V,同理求得UBR=468.4V,应选耐压600V的成品整流桥。需要指出,假如用4只硅整流管来构成整流桥,整流管 的耐压值还应进一步提高。辟如可选1N4007(1A/1000V)、1N5408(3A/1000V)型塑封整流管。这是因为此类管子的价格低廉,且按 照耐压值“宁高勿低”的原则,能提高整流桥的安全性与可靠性。

设输入有效值电流为IRMS,整流桥额定的有效值电流为IBR,应当使IBR≥2IRMS。计算IRMS的公式如下:

式中,PO为开关电源的输出功率,η为电源效率,umin为交流输入电压的最小值,cosφ为开关电源的功率因数,允许cosφ=0.5~0.7。由于整 流桥实际通过的不是正弦波电流,而是窄脉冲电流(参见图1),因此整流桥的平均整流电流Id 例如,设计一个7.5V/2A(15W)开关电源,交流输入电压范围是85~265V,要求η=80%。将Po=15W、η=80%、umin=85V、 cosψ=0.7一并代入(2)式得到,IRMS=0.32A,进而求出Id=0.65×IRMS=0.21A。实际选用lA/600V的整流桥,以留出一定余量。

2 输入滤波电容器的选择

1)输入滤波电容器容量的选择
为降低整流滤波器的输出纹波,输入滤波电容器的容量CI必须选的合适。令每单位输出功率(W)所需输入滤波电容器容量 (μF)的比例系数为k,当交流电压 u=85~265V时,应取k=(2~3)μF/W;当交流电压u=230V(1±15%)时,应取k=1μF/W。输入滤波电容器容量的选择方法详见附表l,Po为开关电源的输出功率。

2)准确计算输入滤波电容器容量的方法
输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。CI值选得过低,会使UImin值大大降低,而输入脉动电压UR却升 高。但CI值取得过高,会增加电容器成本,而且对于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。下面介绍计算CI准确值的方法。

设交流电压u的最小值为umin。u经过桥式整流和CI滤波,在u=umin情况下的输入电压波形如图2所示。该图是在Po=POM,f=50Hz、整流桥的导通时间tC=3ms、η=80%的情况下绘出的。由图可见,在直流高压的最小值UImin上还叠加一个幅度为UR的一次侧脉动电压,这是CI在充放 电过程中形成的。欲获得CI的准确值,可按下式进行计算:

举例说明,在宽范围电压输入时,umin=85V。取UImin=90V,f=50Hz,tC=3ms,假定Po=30W,η=80%,一并带入(3)式 中求出CI=84.2μF,比例系数CI/PO=84.2μF/30W=2.8μF/W,这恰好在(2~3)μF/W允许的范围之内。

3 漏极钳位保护电路的设计

对反激式开关电源而言,每当功率开关管(MOSFET)由导通变成截止时,在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由于高频变压器存在漏感(即漏磁产生的自感)而形成的,它与直流高压UI和感应电压UOR叠加在MOSFET的漏极上,很容易损坏MOSFET。为此,必须在增加 漏极钳位保护电路,对尖峰电压进行钳位或者吸收。

1)漏极上各电压参数的电位分布
下面分析输入直流电压的最大值UImax、一次绕组的感应电压UOR、钳位电压UB与UBM、最大漏极电压UDmax、漏一源击穿电压U(BR)DS这6 个电压参数的电位分布情况使读者能有一个定量的概念。对于TOPSwitch—XX系列单片开关电源,其功率开关管的漏一源击穿电压 U(BR)DS≥700V,现取下限值700V。感应电压UOR=135V(典型值)。本来钳位二极管的钳位电压UB只需取135V,即可将叠加在UOR 上由漏感造成的尖峰电压吸收掉,实际却不然。手册中给出UB参数值仅表示工作在常温、小电流情况下的数值。实际上钳位二极管(即瞬态电压抑制器TVS)还 具有正向温度系数,它在高温、大电流条件下的钳位电压UBM要远高于UB。实验表明,二者存在下述关系:

这表明UBM大约比UB高40%。为防止钳位二极管对一次侧感应电压UOR也起到钳位作用,所选用的TVS钳位电压应按下式计算:

此外,还须考虑与钳位二极管相串联的阻塞二极管VD的影响。VD一般采用快恢复或超快恢复二极管,其特征是反向恢复时间(trr)很短。但是VDl在从反向截止到正向导通过程中还存在着正向恢复时间(tfr),还需留出20V的电压余量。

考虑上述因素之后,计算TOPSwitch一 最大漏一源极电压的经验公式应为:

TOPSwitch—XX系列单片开关电源在230V交流固定输入时,MOSFET的漏极上各电压参数的电位分布如图3所示,占空比D≈26%。此时 u=230V±35V,即umax=265V,UImax=umax≈375V,UOR=135V,UB=1.5 UOR≈200V,UBM=1.4UB=280V,UDmax=675V,最后再留出25V的电压余量,因此U(BR)DS=700V。实际上 U(BR)DS也具有正向温度系数,当环境温度升高时U(BR)DS也会升高,上述设计就为芯片耐压值提供了额外的裕量。

2)漏极钳位保护电路的设计
漏极钳位保护电路主要有以下4种设计方案(电路参见图4):

 

(1)利用瞬态电压抑制器TVS(P6KE200) 和阻塞二极管(超陕恢复二极管UF4005) 组成的TVS、VD型钳位电路,如(a)图所示。图中的Np、NS和NB分别代表一次绕组、二次绕组和偏置绕组。但也有的开关电源用反馈绕组NF来代替偏置绕组NB。
(2)利用阻容吸收元件和阻塞二极管组成的R、C、VD型钳位电路,如(b)图所示。
(3)由阻容吸收元件、TVS和阻塞二极管构成的R、C、TVS、VD型钳位电路,如(c)图所示。
(4)由稳压管(VDZ)、阻容吸收元件和阻塞二极管(快恢复二极管FRD)构成的VDz、R、C、VD型钳位电路,如(d)图所示。

上述方案中以(c)的保护效果最佳,它能充分发挥TVS响应速度极快、可承受瞬态高能量脉冲之优点,并且还增加了RC吸收回路。鉴于压敏电阻器(VSR) 的标称击穿电压值(U1nA)离散性较大,响应速度也比TVS慢很多,在开关电源中一般不用它构成漏极钳位保护电路。

需要指出,阻塞二极管一般可采用快恢复或超快恢复二极管。但有时也专门选择反向恢复时间较长的玻璃钝化整流管1N4005GP,其目的是使漏感能量能够得到恢复,以提高电源效率。玻璃钝化整流管的反向恢复时间介于快恢复二极管与普通硅整流管之间,但不得用普通硅整流管1N4005来代替lN4005GP。

常用钳位二极管和阻塞二极管的选择见附表2。

自适应滤波器的原理与设计

一、什么是自适应滤波器?

根据环境的改变,使用自适应算法来改变滤波器的参数和结构。这样的滤波器就称之为自适应滤波器。

自适应滤波器具有在未知环境下良好的运作并跟踪输入统计量随时间变化的能力。尽管对于不同的应用有不同的实现结构,但是他们都有一个基本的特征:输入向量X(n)和期望响应d(n)被用来计算估计误差e(n),即e(n)=d(n)-X(n),并利用此误差信号构造一个自适应算法的性能函数(比如均方误差MSE),并随数据的不断输入自适应地更新此性能函数,目标是最小化此性能函数,在此过程中不断地更新调整滤波器的滤波参数,使得这个参数在前面的最小化性能函数所使用的准则下最优,从而达到滤波效果,实现自适应过程。自适应滤波器主要应用有:预测、辨识、反建模、干扰抵消。

实现自适应滤波器的算法有很多,比较经典的有:LMS,RLS。其中LMS算法是属于梯度类算法,在1996年被Hassibi等证明了在准则下为最优,失调系数和收敛性可以通过合理的选取收敛因子u,但是如果输入相关矩阵的特征值比较分散时,算法的收敛性变差,故而后来又出现一些改进算法,比如NLMS。RLS是递推算法,准则是最小二乘准则,属于精确分析,相对于LMS滤波,RLS对于非平稳信号的适应性要强很多。

自适应滤波器可以由不同的结构来实现。目前主要有两种结构:FIR、IIR。前者也可以称为横向结构,易于实现,但是存在收敛性差的问题,后者主要是存在系统可能不稳定的问题。

电源噪声滤波器的基本原理与应用方法

随着现代科学技术的飞速发展,电子、电力电子、电气设备应用越来越广泛,它们在运行中产生的高密度、宽频谱的电磁信号充满整个空间,形成复杂的电磁环境。复杂的电磁环境要求电子设备及电源具有更高的电磁兼容性。于是抑制电磁干扰的技术也越来越受到重视。接地、屏蔽和滤波是抑制电磁干扰的三大措施,下面主要介绍在电源中使用的EMI滤波器及其基本原理和正确应用方法。

电源设备中噪声滤波器的作用

电子设备的供电电源,如220V/50Hz交流电网或115V/400Hz交流发电机,都存在各式各样的EMI噪声,其中人为的EMI干扰源,如各种雷达、导航、通信等设备的无线电发射信号,会在电源线上和电子设备的连接电缆上感应出电磁干扰信号,电动旋转机械和点火系统,会在感性负载电路内产生瞬态过程和辐射噪声干扰;还有自然干扰源,比如雷电放电现象和宇宙中天电干扰噪声,前者的持续时间短但能量很大,后者的频率范围很宽。另外电子电路元器件本身工作时也会产生热噪声等。

这些电磁干扰噪声,通过辐射和传导耦合的方式,会影响在此环境中运行的各种电子设备的正常工作。

另一方面,电子设备在工作时也会产生各种各样的电磁干扰噪声。比如数字电路是采用脉冲信号(方波)来表示逻辑关系的,对其脉冲波形进行付里叶分析可知,其谐波频谱范围很宽。另外在数字电路中还有多种重复频率的脉冲串,这些脉冲串包含的谐波更丰富,频谱更宽,产生的电磁干扰噪声也更复杂。

各类稳压电源本身也是一种电磁干扰源。在线性稳压电源中,因整流而形成的单向脉动电流也会引起电磁干扰;开关电源具有体积小,效率高的优点,在现代电子设备中应用越来越广泛,但是因为它在功率变换时处于开关状态,本身就是很强的EMI噪声源,其产生的EMI噪声既有很宽的频率范围,又有很高的强度。这些电磁干扰噪声也同样通过辐射和传导的方式污染电磁环境,从而影响其它电子设备的正常工作。

对电子设备来说,当EMI噪声影响到模拟电路时,会使信号传输的信噪比变坏,严重时会使要传输的信号被EMI噪声所淹没,而无法进行处理。当EMI噪声影响到数字电路时,会引起逻辑关系出错,导致错误的结果。

对于电源设备来说,其内部除了功率变换电路以外,还有驱动电路、控制电路、保护电路、输入输出电平检测电路等,电路相当复杂。这些电路主要由通用或专用集成电路构成,当受电磁干扰而发生误动作时,会使电源停止工作,导致电子设备无法正常工作。采用电网噪声滤波器可有效地防止电源因外来电磁噪声干扰而产生误动作。

图1电磁干扰信号示意图

图1电磁干扰信号示意图

图2电源滤波器的基本电路图

图2电源滤波器的基本电路图

另外,从电源输入端进入的EMI噪声,其一部分可出现在电源的输出端,它在电源的负载电路中会产生感应电压,成为电路产生误动作或干扰电路中传输信号的原因。这些问题同样也可用噪声滤波器来加以防止。

在电源设备中采用噪声滤波器的作用如下:
(1)防止外来电磁噪声干扰电源设备本身控制电
路的工作;
(2)防止外来电磁噪声干扰电源的负载的工作;
(3)抑制电源设备本身产生的EMI;
(4)抑制由其它设备产生而经过电源传播的EMI。

开关电源本身在工作时以及电子设备处于开关工作状态时,都会在电源设备的输入端出现终端噪声,产生辐射及传导干扰,也会进入交流电网干扰其它的电子设备,所以必须采取有效措施加以抑制。在抑制EMI噪声的辐射干扰方面,电磁屏蔽是最好的方式。而在抑制EMI噪声的传导干扰方面,采用EMI滤波器是很有效的手段,当然应配合良好的接地措施。

在国际上各个国家都实行了严格的电磁噪声限制规则,如美国有FCC,德国有FTZ,VDE等标准。如电子设备不满足噪声限制规则,则产品就不能出售和使用。

由于上述种种原因,在电源设备中必须要设计使用满足要求的电网噪声滤波器。

EMI噪声和滤波器的类型

在电源设备输入引线上存在二种EMI噪声:共模噪声和差模噪声,如图1所示。把在交流输入引线与地之间存在的EMI噪声叫作其共模噪声,它可看作为在交流输入线上传输的电位相等、相位相同的干扰信号,即图1的电压V1和V2。而把交流输入引线之间存在的EMI噪声叫作差模噪声,它可看作为在交流输入线传输的相位差180°的干扰信号,即图1中的电压V3。共模噪声是从交流输入线流入大地的干扰电流,差模噪声是在交流输入线之间流动的干扰电流。对任何电源输入线上的传导EMI噪声,都可以用共模和差模噪声来表示,并且可把这二种EMI噪声看作独立的EMI源来分别抑制。

在对电磁干扰噪声采取抑制措施时,主要应考虑抑制共模噪声,因为共模噪声在全频域特别在高频域占主要部分,而在低频域差模噪声占比例较大,所以应根据EMI噪声的这个特点来选择适当的EMI滤波器。

电源用噪声滤波器按形状可分为一体化式和分立式。一体化式是将电感线圈、电容器等封装在金属或塑料外壳中;分立式是在印制板上安装电感线圈、电容器等,构成抑制噪声滤波器。到底采用哪种形式要根据成本、特性、安装空间等来确定。一体化式成本高,特性较好,安装灵活;分立式成本较低,但屏蔽不好,可自由分配在印制板上。

噪声滤波器的基本结构

电源EMI噪声滤波器是一种无源低通滤波器,它无衰减地将交流电传输到电源,而大大衰减随交流电传入的EMI噪声;同时又能有效地抑制电源设备产生的EMI噪声,阻止它们进入交流电网干扰其它电子设备。

单相交流电网噪声滤波器的基本结构如图2所示。它是由集中参数元件组成的四端无源网络,主要使用的元件是共模电感线圈L1、L2,差模电感L3、L4,以及共模电容CY1、CY2和差模电容器CX。若将此滤波器网络放在电源的输入端,则L1与CY1及L2与CY2分别构成交流进线上两对独立端口之间的低通滤波器,可衰减交流进线上存在的共模干扰噪声,阻止它们进入电源设备。共模电感线圈用来衰减交流进线上的共模噪声,其中L1和L2一般是在闭合磁路的铁氧体磁芯上同向卷绕相同匝数,接入电路后在L1、L2两个线圈内交流电流产生的磁通相互抵消,不致使磁芯引起磁通饱和,又使这两个线圈的电感值在共模状态下较大,且保持不变。

差模电感线圈L3、L4与差模电容器CX构成交流进线独立端口间的一个低通滤波器,用来抑制交流进线上的差模干扰噪声,防止电源设备受其干扰。

图2所示的电源噪声滤波器是无源网络,它具有双向抑制性能。将它插入在交流电网与电源之间,相当于这二者的EMI噪声之间加上一个阻断屏障,这样一个简单的无源滤波器起到了双向抑制噪声的作用,从而在各种电子设备中获得了广泛应用。

噪声滤波器的主要设计原则

共模电感线圈使用的磁芯有环形、E形和U形等,材料一般采用铁氧体,环形磁芯适用于大电流小电感量,它的磁路比E形和U形长,没有间隙,用较少的圈数可获得较大的电感量,由于这些特点它具有较佳的频率特性。而E形磁芯的线圈泄漏磁通小,故当电感漏磁有可能影响其它电路或其它电路与共模电感有磁耦合,而不能获得所需要的噪声衰减效果时应考虑采用E形磁芯作成共模电感。

差模电感线圈一般采用金属粉压磁芯,由于粉压磁芯适用频率范围较低,在几十kHz~几MHz,其直流重叠特性好,在大电流应用时电感量也不会大幅下降,最适合作为差模电感。

图2中,电源噪声滤波器使用二种电容器,CX、CY1和CY2,它们在滤波器中的作用不同,还有不同的安全等级要求,因此其性能参数直接与滤波器的安全性能有关。

差模电容CX接在交流电进线两端,它上面除加有额定交流电压以外,还会叠加交流进线之间存在的各种EMI峰值电压。所以该电容器的耐压及耐瞬态峰值电压的性能要求较高,同时要求该电容器失效后,不能危及后面电路及人身安全。CX电容器的安全等级又分为X1和X2两类,X1类适用于一般场合,X2类适用于会出现高的噪声峰值电压的应用场合。

共模电容CY接在交流电进线与机壳地之间,要求它们在电气和机械性能上,应有足够大的安全余量,万一它们发生击穿短路,将使设备机壳带上危险的交流电,如设备的绝缘或接地保护失效,可能使操作人员遭受电击,甚至危及人身安全。因此对CY电容器的容量要进行限制,使其在额定频率的电压下漏电流小于安全规范值。另外还要求其应有足够的耐压及耐瞬态高峰值电压的余量,并且万一发生电压击穿它应处于开路状态,而不会使设备机壳带电。

综上所述,在设计和选择电网噪声滤波器时,因为它们工作在高电压、大电流、恶劣的电磁干扰环境中,首先必须考虑所用电感器和电容器的安全性能。对于电感线圈,其磁芯、绕线的材料,绝缘材料和绝缘距离、线圈温升等都应予重视。对于电容器,其电容种类、耐压、安全等级、容量、漏电流等都应优先考虑,特别要求选择经过国际安全机构安全认证的产品。

滤波器的安全性能参数

滤波器与漏电流

电网滤波器漏电流定义为:在额定交流电压下,滤波器外壳到交流进线任一端的电流。如果滤波器的所有端口与外壳之间是完全绝缘的,则漏电流的值,主要取决于共模电容CY的漏电流,即主要取决于CY的容量。由于滤波器漏电流的大小,涉及到人身安全,国际上各国对此都有严格的标准规定。对于220V/50Hz交流电网供电,一般要求噪声滤波器的漏电流小于1mA。

滤波器与试验电压

对于交流电网噪声滤波器,试验电压分为两种:一种是加在交流进线两端,即线—线试验电压。若电感线圈及引线是绝缘良好的,它主要取决于电容器CX的耐压;另一种是加在交流进线任一端与机壳地之间,即线—地试验电压。它主要取决于CY的耐压。

漏电流和试验电压都是噪声滤波器的安全性能参数,是滤波器中电感线圈、绝缘和电容器CX、CY安全性能的具体表现,并且与设备及人身安全紧密相关。因此在电网噪声滤波器的设计、生产和使用中,都要特别加以重视,把这些技术参数的认证和检验放在首位。

滤波器的技术参数及正确使用

(1)插入损耗是噪声滤波器的重要技术参数之一,在设计和选用时应予主要考虑。在滤波器的安全、常规电气性能、环境及机械等条件都满足要求时,应尽量选择插入损耗值大些。

插入损耗的定义如图3所示,当没接滤波器时,信号源输出电压为V1,当滤波器接入后,在滤波器输出端测得信号源的电压为V2。若信号源输出阻抗与接收机输入阻抗相等,都是50Ω,则滤波器的插入损耗为:
IL=20log(V1/V2)(1)

图3插入损耗的定义

图3插入损耗的定义

图4滤波器网络结构的选择

图4滤波器网络结构的选择

图5公共阻抗耦合的等效电路

图5公共阻抗耦合的等效电路

因为电源噪声滤波器能衰减共模和差模噪声,所以它即有共模插入损耗,又有差模插入损耗。

但在实际选用滤波器时,应注意产品手册给出的插入损耗曲线,都是按照标准规定,在其输入和输出阻抗都为50Ω条件下测得的。因为实际的滤波器两端阻抗不一定在全频率范围内是50Ω,所以它对EMI信号的衰减,并不等于产品手册中给出的插入损耗值。特别当使用安装不当时,还会远远小于标准给定的插入损耗。

(2)电源噪声滤波器是一种具有互易性的无源网络。在实际应用中为使它有效地抑制噪声应合理配接。按图4所示组合来选择滤波器的网络结构和参数,才能得到较好的EMI抑制效果。

当滤波器的输出阻抗与负载阻抗不相等时,在此端口上会产生反射,两个阻抗相差越大,端口产生的反射也越大。当滤波器两端阻抗都与外部阻抗不相等时,则EMI信号将在其输入和输出端都产生反射。这时电源滤波器对电磁干扰噪声的衰减,就与滤波器固有的插入损耗和反射损耗有关,可利用这点更有效地抑制电磁干扰噪声。在实际设计和选择使用EMI滤波器时,要注意滤波器阻抗的正确连接,以造成尽可能大的反射,使滤波器在很宽的频率范围内造成较大的阻抗失配,从而得到更好的电磁干扰抑制性能。

(3)在电源滤波器的实际应用中,要求其外壳与系统地之间有良好的电气连接,且应使接地线尽量短,因为过长的接地线会加大接地电阻和电感,而严重削减滤波器的共模抑制能力,同时也会产生公共接地阻抗耦合的问题。如图5所示,接地线过长,则滤波器输入和输出之间的公共耦合阻抗Zg也过大,负载上电压为:
V0=VZ+Vg=VZ+(Ii-IO)Zg(2)

式中:Ii为滤波器交流输入电路的噪声电流;

IO为滤波器输出电路的噪声电流。

由式(2)可知,电磁干扰信号经过滤波器衰减后,在输出端的噪声电流大大小于输入端的噪声电流,即公共接地阻抗引起的压降(Ii-IO)Zg将很大,在Zg上将产生一个很高的电磁干扰电压,经过公共接地回路耦合到滤波器的输出端,从而大大减弱噪声滤波器对EMI噪声的抑制能力。

减小公共阻抗耦合的最好方法,就是借助设备的电磁屏蔽,把噪声滤波器的输入端与输出端隔离开,同时滤波器的接地线要尽量短,这样既把滤波器输入与输出端间存在的电磁耦合降到最低程度,又不破坏设备的屏蔽结构对于电磁干扰噪声的抑制作用。

理想的电源噪声滤波器安装方式如图6所示。

(4)综上所述,电源噪声滤波器的使用应注意如下几点:
①滤波器应尽量靠近设备交流电入口处安装,应使未经过滤波器的交流进线在设备内尽量短;
②滤波器中的电容器引线应尽可能短,以免引线感抗和容抗在较低频率上产生谐振;
③滤波器接地线上有大的电流流过,会产生电磁辐射,应对滤波器进行良好的屏蔽和接地;
④滤波器的输入线和输出线不能捆扎在一起,布线时尽量增大其间距离,以减小它们之间的耦合,可加隔板或屏蔽层。

图6滤波器的正确安装方法

图6滤波器的正确安装方法

结语

电磁干扰滤波器的设计和选用,主要依据噪声干扰特性和系统电磁兼容性的要求,在了解电磁干扰的频率范围,估计干扰的大致量级的基础上进行。首先要了解滤波器的使用环境(使用电压、负载电流、环境温湿度、振动冲击、安装方式和位置等),要重点考虑其安全性能参数,因为关系到设备及人身安全。还要使滤波器对EMI噪声产生最佳的抑制效果。应根据接入电路的要求,以产生最大阻抗不匹配的原则来选择滤波器的网络结构和参数。为了获得最佳的电磁噪声衰减特性,滤波器应该正确地安装在电子设备上。

TDK 3端子滤波器代理商

TDK  3端子滤波器根据使用用途可高速信号用3端子滤波器、一般型号用3端子滤波器与电源用3端子滤波器等。

品慧电子代理的TDK 3端子滤波器主要有

MEM-D系列3端子滤波器:

MEM1608D201RT001

MEM1608D301RT001

MEM1608D401RT001

MEM1608D501RT001

MEM系列3端子滤波器(包括)